驱动电路、具有驱动电路的半导体器件以及采用驱动电路和半导体器件的开关调节器和电子设备

摘要

公开了一种驱动电路，包括：开关元件，配置为连接在输入端子与输出节点之间；第一电源电路，配置为产生第一电压；以及第一驱动电路，配置为使用输出节点的电压作为基准负侧电源电压和使用第一电压作为正侧电源电压，而以其输出驱动开关元件。输出节点的电压用作第一电源的基准负侧电源电压。

说明书

技术领域

本发明涉及应用于开关调节器的驱动电路技术，并且具体地说涉及采用 N沟道MOSFET或者NPN晶体管作为开关元件的驱动电路、具有该驱动电 路的半导体器件、以及采用该驱动电路和半导体器件的开关调节器和电子设 备。

背景技术

迄今为止，P沟道MOSFET或者PNP晶体管已经普遍用作驱动电路的 开关元件。然而，公知通过空穴的运动而使得进入导通状态的P沟道MOSFET 或者PNP晶体管比N沟道MOSFET或者NPN晶体管的驱动性能低。

然而，改善驱动性能需要增大P沟道MOSFET或者PNP晶体管的尺寸， 这样就产生了难以降低其尺寸和其制造成本升高的问题。为了解决这些问题， 公知利用自举技术产生高于或者等于输入电压的电压以及N沟道MOSFET 或者NPN晶体管作为开关元件导通/断开的方法。

图1是示出根据自举技术采用驱动电路的开关调节器的现有示例的图。 图2是示出图1所示开关调节器的工作电压和电流波形的示例的图。

在图1中，M1代表开关元件(N沟道MOSFET)，10代表驱动电路， VR20代表恒压电路，D1代表整流二极管，D2代表自举二极管，L1代表电 感器，LX代表连接节点，VH代表电源电压、VBST代表电压，C0代表电容 器，C1代表自举电容器，CP1代表周期性地切换开关元件M1的输入信号(来 自PWM电路(未示出)的脉冲信号)，以及Vout代表输出电压。

在图1所示的开关调节器中，当用作N沟道MOSFET的开关元件M1 断开时，连接节点LX的电压通过电感器L1的电流，以与整流二极管D1的 正向压降Vf对应的量变为负(此后，连接节点LX处于“LO”状态)。此时， 恒压电路VR20经由自举二极管D2对自举电容器C1充电。

此外，当开关元件M1导通时，连接节点LX的电压变成从电源电压VH 降低(开关元件M1的导通电阻×电感器L1的电流)的量的电压(此后，连 接节点LX处于“HI”状态)。通常，由于开关元件M1的导通电阻设置得极 低，所以连接节点LX的电压变得接近等于电源电压VH。此时，驱动电路 10的正侧电源电压根据自举电容器C1的操作而变为高于电源电压VH的电 压VBST。因此，比电源电压VH高的电压VBST可以提供到开关元件M1， 并且可以改善开关元件M1的驱动性能。

然而，在图1所示的驱动电路中，自举电容器C1的电压VBST不能被 监控，二极管D2的正向压降Vf因为自举电容器C1的充电的电流而波动， 并且当开关元件M1断开时，自举电容器C1的电压VBST因为连接节点LX 的电压而波动。

当开关元件M1断开并且连接节点LX的电压处于“LO”状态的时间段 缩短时，自举电容器C1的充电变得不足，并且电压VBST未充分升高(请 参见图2)。因此，开关元件M1的驱动性能降低。

此外，如果二极管D2的尺寸未设置到最大，则在开关频率特别高的情 况下，当连接节点LX的电压降低并且因为二极管D2导致的来自恒压电路 VR20的电压降增大时，自举电容器C1充电的电流升高。

此外，在开关调节器中，当负载轻时，使得二极管D1进入电流不连续 模式，并且当输出电压Vout高时，存在连接节点LX的电压基本上不降低的 情况，这样又使得不可能对自举电容器C1充电。

如上所述，采用自举技术存在的问题在于，难以对自举电容器C1稳定 地供给电压，并且特别是当负载轻且未产生负载电流时，如果未产生负载电 流，则自举电容器C1不能被充电，结果是开关元件M1不能被驱动。

专利文献1：JP-A-2009-131062

发明内容

为了解决上述问题设计了本发明，并且本发明可以提供一种即使在驱动 电路的输出节点(连接节点)保持在高低压的情况下，仍能够稳定地供给电 压，并且在自举二极管的开关频率和正向压降Vf高的情况下，能够使其速度 加速并且减小其占据面积，以及能够在不受振荡频率的波动、不连续模式以 及连接节点处于“LO”状态的时间段的波动的影响的情况下，稳定地供给电 源电压的驱动电路。此外，本发明可以提供一种具有驱动电路和开关调节器 的半导体器件以及具有驱动电路和半导体器件的电子设备。

为了实现上述目的，本发明采用下面的配置。

本发明实施例提供了一种驱动电路，包括：开关元件，配置为连接在输 入端子与输出节点之间；第一电源电路，配置为产生第一电压；以及第一驱 动电路，配置为使用输出节点的电压作为基准负侧电源电压并使用第一电压 作为正侧电源电压，以其输出驱动开关元件。输出节点的电压用作第一电源 的基准负侧电源电压。

附图说明

图1是示出采用自举技术的现有二极管整流型开关调节器的示意图；

图2是示出图1所示的现有二极管整流型开关调节器的电压和电流波形 的示例的示意图；

图3是示出根据本发明第一实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图4是示出根据本发明第二实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图5A是示出根据本发明第三实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图5B是示出根据本发明第三实施例的修改例的二极管整流型开关调节 器的示意图；

图6是示出根据本发明第四实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图7A是示出根据本发明第五实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图7B是示出根据本发明第五实施例的二极管整流型开关调节器中采用 反相器代替比较器的修改例的示意图；

图8是示出根据本发明第六实施例的二极管整流型开关调节器的示意 图；

图9是示出根据本发明第七实施例的CMOS结构的截面的示意图；以及

图10是示出图9所示的CMOS结构的顶面的示意图。

具体实施方式

下面将参考附图利用实施例应用于开关调节器的示例来具体描述根据本 发明的驱动电路的实施例。

(第一实施例)

图3是示出具有根据本发明第一实施例的驱动电路的二极管整流型开关 调节器的示意图，并且其是将输入电压转换为预定恒压并且从其输出端子输 出该预定恒压的异步整流型步进降压(step-down)开关调节器的示例。

图3所示的驱动电路单元由开关元件M1、整流二极管D1、第一驱动电 路10、第一电源电路30、电感器L1以及输出电容器Co构成，并且具有输 出端子VH和输出端子Vout。

根据该实施例的驱动电路由其中高耐压MOS晶体管和低耐压晶体管一 起集成在同一芯片上的半导体构成。对输入端子IN输入低于或者等于高耐压 MOS晶体管的耐压而高于或者等于低耐压MOS晶体管的耐压的输入电压。 因为该原因，高耐压NMOS晶体管用作开关元件M1。

请注意，在图3所示的开关调节器中，电感器L1和输出电容器Co之外 的各个电路可以一起集成在单个IC上，也可以在需要时，将开关元件M1和 /或整流二极管D1、电感器L1和输出电容器Co之外的各个电路一起集成在 单个IC上。

开关元件M1连接在输入端子IN与整流二极管D1的阴极之间，并且整 流二极管D1的阳极连接到地电压Vss。假定开关元件M1与整流二极管D1 之间的连接部分是连接节点(当从驱动电路的观点考虑时，驱动电路的“输 出节点”)LX，电感器L1连接在连接节点LX与输出端子OUT之间，而输 出电容器Co连接在输出端子OUT与地电压Vss之间。

在该实施例中，开关元件M1由N沟道晶体管构成。用作开关元件M1 的N沟道晶体管的漏极连接到输入端子IN，其源极连接到电感器L1的一端 和整流二极管D1的阴极连接到的连接节点LX，并且其栅极连接到第一驱动 电路10的输出端。

第一驱动电路10从PWM电路(未示出)接收脉冲信号CP1，响应于该 输入脉冲信号CP1控制开关元件M1的导通/断开，且其由低耐压晶体管构成。

第一驱动电路10的正侧电源连接到第一电源电路30。此外，第一驱动 电路10的负侧电源连接到开关元件M1的源极与电感器L1的一端之间的连 接节点LX。

第一电源电路30是将低于低耐压MOS晶体管的耐压的电压VBST与作 为用作基准的负侧电源的连接节点LX的电压相加并且输出该相加的电压的 电路。

接着，将描述图3所示的二极管整流型开关调节器的操作。

(脉冲信号CP1：低电平→高电平)

当来自PWM电路(未示出)的脉冲信号CP1处于高电平，而第一驱动 电路10的输出处于高电平时，开关元件M1导通，并且使得进入导电状态。

当开关元件M1导通时，连接节点LX的电位变成“HI”(高电平)，而 输出端子Vout的电位也经由电感器L1升高。此时，根据其中连接节点LX 的电位是负侧电源电压的第一电源电路30，连接节点LX的电位变得接近等 于输入电压VH，并且开关元件M1的栅极电压变得比连接节点LX的电位高 电压VBST。因此，开关元件M1可以保持导通。

(脉冲信号CP1：高电平→低电平)

接着，当脉冲信号CP1处于低电平并且第一驱动电路10的输出处于低 电平时，开关元件M1断开并且使得进入截止状态。

当开关元件M1断开时，到电感器L1的电流从地电位Vss经由整流二极 管D1提供到电感器L。因此，连接节点LX的电位变成比地电位Vss低整流 二极管D1的正向压降的电压LO。

(脉冲信号CP1：低电平→高电平)

当脉冲信号CP1再次处于高电平时，第一驱动电路10的输出处于高电 平，并且开关元件M1导通并使得进入导电状态。因此，连接节点LX的电 位升高并且变成“HI”(处于高电平)。此后，重复执行与上述操作相同的操 作。

第一电源电路30是根据连接节点LX的电位(负侧电源端子的电压)输 出低于低耐压MOS晶体管的耐压的电压的电路。此外，第一电源电路30将 连接节点LX的电位作为第一电源电路30的负侧电源电压和第一驱动电路10 的负侧电源电压共享。因此，第一驱动电路10的正侧电源端子与负侧电源端 子之间施加的电位差(电压)从不超过第一电源电路30的输出电压VBST。 因此，第一驱动电路10可以由低耐压晶体管构成。如上所述，由于低耐压晶 体管可以用作第一电源电路30的组成部分，所以可以减小芯片面积，并且实 现高速响应。

(第二实施例)

图4是更具体地示出根据本发明第二实施例的二极管整流型开关调节器 中的第一电源电路30的示意图。

在图4中，第一电源电路30具有：控制输出电压VBST的误差放大器 301、驱动器302、整流元件303、平滑电容器304、基准电压电路305、电平 移位驱动器306、反馈电阻器307以及电阻器R1。

在该实施例中，具有负阈值电压的晶体管(所谓的耗尽型MOS晶体管) 用作驱动器302和电平移位驱动器306。构成驱动器302的N沟道耗尽型晶 体管的漏极端子连接到整流元件303。

构成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的源极具有源极跟随器 结构，并且连接到电阻器R1和构成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的栅 极。

构成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的漏极端子连接到构成 驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的漏极端子。

对误差放大器301的反相输入端输入由反馈电阻器307分压的电压。由 基准电压电路305对误差放大器301的非反相输入端输入基准电压。误差放 大器301的输出端连接到构成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的 栅极。平滑电容器304连接在连接节点LX与第一电源电路30的输出电压 VBST之间。

接着，将描述图4所示的二极管整流型开关调节器的操作。

首先，将考虑平滑电容器304中未累积电荷的情况。

此时，由于电压VBST是0V，所以误差放大器301的正侧电源端子的 电位是0V。此外，此时，开关元件M2未导通，并且连接节点LX的电位保 持“LO”(处于低电平)。

接着，当电压施加到输入端子IN时，以正向偏压整流元件303，并且构 成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管和构成电平移位驱动器306的N沟道耗 尽型晶体管使得进入导电状态，因为它们具有负阈值电压(耗尽型)。

假定构成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管和构成电平移位驱动器306 的N沟道耗尽型晶体管的阈值电压表示为VTH DEP(在此，VTH DEP＜0)。 此时，构成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的源极电压变得接近 电压-VTH DEP，而构成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的源极电压变成 由-VTH DEP×2计算的电压。利用这些电压，电压VBST可以升高到可以激 活基准电压电路305和误差放大器301的电平。

请注意，如果用于激活基准电压电路305和误差放大器301的电压不足， 则如在电平移位驱动器306的配置中那样，只需要增加连接级数。基准电压 电路305的示例包括带隙(bandgap)基准电路和利用晶体管的阈值电压的电 路。

当误差放大器301和基准电压电路305激活时，误差放大器301控制构 成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的栅极电压，以使得通过以反 馈电阻器307对电压VBST分压获得的电压与基准电压电路305的输出电压 具有相同电位，从而将电压VBST设置为要求的电平。此时，电压VBST变 得比误差放大器301的输出电压高接近由-VTH DEP×2计算的电压。

当电压VBST超过第一驱动电路10可以工作的电压时，或者当电压 VBST超过开关元件M1可以导通的电压时，开关元件M1由脉冲信号CP1 控制。当开关元件M1导通时，连接节点LX变成“HI”(处于高电平)，而 电压VBST变得高于对输入端子施加的输入电压VH。

此时，由于整流元件303反向偏压，所以电流不从电压VBST反向流到 输入电压VH，并且开关元件M1的栅极电压变得比连接节点LX的电压高电 压VBST。因此，开关元件M1可以保持导通。

(第三实施例)

图5A是示出本发明第三实施例的示意图，并且具体示出了与图4所示 电路相比以数量较少的元件实现的电路。由于上面参考图4描述了图5A所 示的驱动器302、整流元件303、平滑电容器304、电平移位驱动器306以及 电阻器R1的功能，所以在此省略重复描述它们。

电阻器R2将偏压电流提供到N沟道晶体管308，并且构成电平移位驱 动器306的N沟道耗尽型晶体管的栅极电压由多级二极管连接的N沟道晶体 管308施加。该实施例简化了电路配置，但是与如图4所示的采用误差放大 器的情况相比，精度稍许降低，并且能够减小第一电源电路30的尺寸。

在图5A中，假定N沟道晶体管308的阈值电压表示为VTH ENH，则 构成电平移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的栅极电压变为由 -VTH ENH×2计算的电压，并且电压VBST变为由VTH ENH×2-VTH DEP ×2计算的电压。

电压VBST可以通过改变二极管连接的N沟道晶体管308的级数或者电 平移位驱动器306的级数来控制。

以二极管连接的N沟道晶体管的串联连接的数目增多或者减小的方式执 行N沟道晶体管308的级数的调节。此外，可以以下面方式增加电平移位驱 动器306的级数，在使得在构成电平移位驱动器306的N沟道晶体管与构成 附加连接的电平移位驱动器的N沟道晶体管之间建立与在构成驱动器302的 N沟道晶体管与构成电平移位驱动器306的N沟道晶体管之间建立的连接关 系相同的连接关系。

图5B示出N沟道晶体管308的级数是3，驱动器302的级数是1以及 电平移位驱动器306的级数是2，并且建立下面的关系，即，N沟道晶体管 308的级数＝驱动器302的级数+电平移位驱动器306的级数的情况的示例。

此外，希望N沟道晶体管308的级数等于驱动器302的级数与电平移位 驱动器306的级数之和。下面描述其原因。

从制造工艺的观点出发，N沟道晶体管308的阈值电压VTH ENH和N 沟道耗尽型晶体管的阈值电压VTH DEP很可能在同一方向上波动。此外，N 沟道晶体管308的阈值电压VTH ENH和N沟道耗尽型晶体管的阈值电压 VTH DEP因为晶体管的特性而在同一方向上波动。因此，当N沟道晶体管 308的阈值电压VTH ENH波动+α时，N沟道耗尽型晶体管的阈值电压 VTH DEP也接近波动+α。

假定驱动器302的级数和电平移位驱动器306的级数的总和是N，而二 极管连接的N沟道晶体管308的级数是M，则电压VBST变成由VTH ENH ×N-VTH DEP×M计算的电压。在此，当构成电平移位驱动器306的N沟 道耗尽型晶体管的阈值电压VTH DEP和二极管连接的N沟道晶体管308的 阈值电压VTH ENH因为温度和制造工艺而波动α时，电压VBST的电位变 为由VTH ENH×N-VTH DEP×M+(N-M)×α计算的电压。在此，如果电平 移位驱动器306的级数N等于二极管连接的N沟道晶体管308的级数M，则 电压VBST变为由VTH ENH×N-VTH DEP计算的电压，并且阈值电压的波 动消除。因为该原因，希望N沟道晶体管308的级数等于驱动器302的级数 和电平移位驱动器306的级数之和。

(第四实施例)

图6是示出本发明第四实施例的示意图，并且具体示出了在图5A所示 的电路中采用自举技术的电路。

在图5A所示的电路中，在N沟道晶体管308的阈值电压或者构成电平 移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的阈值电压波动大的情况下，不允许 最高电压VBST超过低耐压元件的电压。因此，在这种情况下，最低电压VBST 降低，并且开关元件M1的驱动性能降低。

根据图6所示的自举技术，电压VBST是从恒压电路20的输出电压VL 通过二极管D2降低正向压降Vf的电压。在压降Vf的波动小于多级连接的N 沟道晶体管308的阈值电压的波动或者构成电平移位驱动器306的N沟道耗 尽型晶体管的阈值电压的波动的情况下，如果连接节点LX的电压保持得低 (处于低电平)，则电压VBST相对稳定。

在开关调节器中，在负载电流小的不连续模式下，不完全允许利用电压 VL的充电。因此，电压VBST不充电，这样又导致开关故障。另一方面，图 6所示的电路既具有通过自举二极管D2提供来自恒压电路20的输出电压VL 的配置，又具有根据图5A所示第三实施例的驱动电路的配置。因此，图6 所示的电路避免发生开关故障。

(第五实施例)

图7A是示出本发明第五实施例的示意图，并且具体示出在图4所示的 驱动电路中，切换构成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的背栅和构成电平 移位驱动器306的N沟道耗尽型晶体管的背栅的电路。

图7A所示的电路提供有比较器309，其非反相输入端连接到电压VBST， 而其反相输入端连接到输入电压VH。利用比较器309的输出，该电路切换构 成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的背栅和构成电平移位驱动器306的N 沟道耗尽型晶体管的背栅，从而不使得体二极管(body diode)进入导电状态。 因此，该电路不需要图4至图6所示的整流元件303。

(第五实施例的修改例)

如图7B所示，还可以利用反相器309a代替图7A所示的比较器309， 该反相器309a将电压VBST用作正侧电源，将连接节点LX的电压用作负侧 电源，以及将输入电压VH用作输入。利用这种配置，该电路也可以切换构 成驱动器302的N沟道耗尽型晶体管的背栅和构成电平移位驱动器306的N 沟道耗尽型晶体管的背栅，从而不使得体二极管进入导电状态。因此，该电 路不需要图4至图6所示的整流元件303。尽管比较器309的反相阈值由电 压VBST＝输入电压VH计算，但是，反相器309a的反相阈值由电压VBST ＝输入电压VH+(电压VBST-连接节点LX的电压)/2计算。然而，在该 电路中没有问题，因为其输出矩形波。

(第六实施例)

图8是示出本发明第六实施例的示意图，并且具体示出在图4所示的驱 动电路中代替二极管使用P沟道晶体管310作为整流元件303的配置。

P沟道晶体管310的背栅连接到驱动器302和电平移位驱动器306。因此， 即使在电压VBST高于输入电压VH的情况下，该电路仍控制P沟道晶体管 310的栅极，以使得P沟道晶体管310可以断开。

图8所示的电路提供有比较器309，其非反相输入端连接到电压VBST， 而其反相输入端连接到输入电压VH。该电路以比较器309的输出控制P沟 道晶体管的栅极，从而当电压VBST低于输入电压VH时，P沟道晶体管导 通，而当电压VBST高于输入电压VH时，P沟道晶体管断开。

(第六实施例的修改例)

与图7B所示电路的情况相同，代替图8所示的比较器309，还可以采用 将电压VBST用作正侧电源、将连接节点LX的电压用作负侧电源以及将输 入电压VH用作输入的反相器。该电路以反相器的输出控制P沟道晶体管的 栅极，从而当电压VBST低于由输入电压VH+(电压VBST-连接节点LX的 电压)计算的电压时，P沟道晶体管导通，而当电压VBST高于由输入电压 VH+(电压VBST-连接节点LX的电压)计算的电压时，P沟道晶体管断开。 反相器的阈值与比较器的阈值不同。然而，在该电路中不产生问题，因为它 与第五实施例的修改例一样输出矩形波。

(第七实施例)

将描述本发明的第七实施例。图9是用于描述第七实施例的CMOS结构 的截面图，而图10是从图9所示的CMOS结构的顶面看的视图(俯视图)。

如图9和图10所示，第一驱动电路10和第一电源电路30分别连接到连 接节点LX和第一电源电路30的输出VBST。连接节点LX以开关元件M1 执行在电压HI与LO之间的切换操作。半导体基底Psub的电压Vss和排列 在连接节点LX与第一电源电路30的输出端VBST之间的电路的信号线由寄 生电容耦合，并且由连接节点LX屏蔽，从而不产生噪声。

由于当从第一驱动电路10和第一电源电路30观点看时，连接节点LX 的电压变成基准，所以连接节点LX与信号线之间的寄生电容不产生噪声。

图9示出信号线由连接节点LX屏蔽的示例。然而，即使在信号线由第 一电压VBST屏蔽，而非由连接节点LX屏蔽的情况下，仍可以获得相同的 效果。

(第八实施例)

本发明的第八实施例是半导体器件的实施例，其中在上面描述的驱动电 路，即，图3至图8中的电感器L1和输出电容器Co之外的各个电路部分一 起集成在同一半导体芯片上。请注意，根据环境，开关晶体管M1和/或二极 管D1、电感器L1和输出电容器Co之外的各个电路部分可以一起集成在同 一半导体芯片上。

(第九实施例)

本发明的第九实施例指的是第一至第八实施例描述的驱动电路应用于开 关调节器的情况。在上面描述的实施例中，根据本发明的驱动电路应用于将 二极管D1用作整流元件的二极管整流型开关调节器。然而，当然可以将该 驱动电路应用于同步整流型开关晶体管，该同步整流型开关晶体管利用FET 代替整流二极管D1并且与时钟同步地在适当定时控制FET的栅极的导通/断 开从而执行整流操作。

(第十实施例)

上面描述的驱动电路、半导体器件以及开关调节器可以应用于要求恒压 的各种电子设备(家用电器、音频商品、移动电子装置等)。鉴于此，根据本 发明的电子设备包括并入了根据上述实施例的驱动电路、半导体器件或者开 关调节器(二极管整流型和同步整流型)的任意电子设备。

如上所述，本发明的实施例可以提供下面的效果。

根据本发明实施例，即使在驱动电路的输出节点维持高压的情况下，以 及在自举二极管的开关频率和正向压降很高的情况下，仍可以将电源电压稳 定地提供到第一驱动电路。

此外，在高耐压元件和低耐压元件一起集成在同一半导体芯片上，并且 高于低耐压元件的耐压的输入电压输入到输入端子的情况下，驱动性能高的 低耐压元件应用于将第一电压用作电源的电路，因此驱动电路可以使其速度 加速，并且减小其占据面积。

此外，当从半导体基底的观点看时，驱动电路的输出节点或者第一电压 高速波动。因此，可能产生由于寄生电容的耦合噪声。然而，由于在制造时 在第一电压与输出节点之间的信号由第一电压或者输出节点屏蔽，所以可以 消除来自半导体基底的耦合噪声。

此外，驱动电路可以一起集成在同一半导体芯片上以构成半导体器件， 并且驱动电路和半导体器件可以应用于开关调节器，具体地说，二极管整流 型开关调节器或者同步整流开关调节器或者各种电子设备。

根据本发明的实施例，可以实现能够稳定地提供驱动电路的电源，而不 受振荡频率的波动、不连续模式以及连接模式处于“LO”状态的时间段的波 动的影响的驱动电路。此外，还可以实现具有驱动电路和开关调节器的半导 体器件以及具有驱动电路和半导体器件的电子设备。

本申请基于2010年7月8日向日本专利局提交的第2010-155792号日本 优先权申请，在此通过引用包括该申请的全部内容。