用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路

摘要

本发明公开了用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路，其涉及无线通信领域，特别是涉及用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路。所述用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路由CMOS模拟射频部分、CMOS数字部分、模数转换器和带有光电探测器的激光器连接而成，本发明采用功耗低、易于集成的MOS设计，同时具有矫正激光器非线性特性的模拟预失真功能，满足新一代无线通信TD-LTE(4G)标准的要求。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是涉及用于4G光载无线通信的CMOS激 光器驱动电路。

背景技术

2010年10月国际电信联盟(ITU)确定TD-LTE-Advanced为第四代 移动通信(4G)国际标准。2011年4月工信部正式批复2570MHz-2620MHz 之间的50M频率为我国TD-LTE使用。为了解决高频信号传播的损耗问题， 以及频率的利用效率的要求，一种将光纤的低损耗宽带宽的技术特点与无 线通信系统方便灵活的特性相结合的ROF技术应运而生。其中无线通信和 光纤接口芯片技术即激光器驱动电路设计是ROF技术(radio-over-fiber， 光载无线通信)中的关键技术之一。

ROF系统中，作为电光转换的关键器件的激光器的非线性对于射频光 传输链路的动态范围和频谱效率有重要的影响。随着激光器输出功率的增 加，其非线性显著增加，当采用一定带宽的调制信号调制激光器的时候， 会产生交调分量，造成频谱扩展，对邻道信号形成干扰，直接影响到接受 系统的误码率，恶化通信系统的性能。所以，解决激光器的非线性便成了 研究开发4G通信系统中电光转换芯片研究的重中之重。

目前商用的激光器驱动电路很少有预失真的部分，或者很难满足4G无 线通信的高频高速的要求，而且一般的激光器都存在一定程度的非线性， 并且这种非线性随着不同激光器的制作材料、工艺以及工作温度的不同而 不同。这就要求激光器驱动电路的设计在保证缓冲和放大功能满足线性的 前提下，还要特别设计抵消激光器非线性特性的预失真电路。这个预失真 电路的非线性必须与激光器的非线性相反，并且必须留有很高的灵活度， 以满足不同的激光器与不同的工作环境的要求。

光通信系统对电路噪声的要求也很高，要求在满足高速工作的条件下， 由于电路本身引入的噪声要足够小，而驱动电路的噪声和抗电源干扰的程度 在很大程度上受到带隙基准偏置电路的约束，因此实现低噪声、高电源抑制 比的带息基准偏置电路可以大大地增强整个激光器驱动电路的性能。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是针对现有技术中存在的问题，提供用于4G 光载无线通信的CMOS激光器驱动电路。

为此，本发明提供用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路，这种 CMOS激光器驱动电路可以满足高速传输的要求，并可以对激光器的非线性进 行预失真；同时还必须保证低噪声、很好的调制效率和对不同激光器的适用 性。

用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路，所述用于4G光载无线通 信的CMOS激光器驱动电路由CMOS模拟射频部分、CMOS数字部分、模数转换 器和带有光电探测器的激光器连接而成，在所述CMOS模拟射频部分中，隔直 匹配网络与一对源极跟随缓冲器相连接，一对源极跟随缓冲器与主/辅放大器 相连接，主/辅放大器与调制电流输出阵列电路相连接，直流电流偏置输出级 电路通过电容与调制电流输出阵列电路相连接，低噪声带隙偏置电路分别与 隔直匹配网络、一对源极跟随缓冲器和主/辅放大器相连接；在所述CMOS数 字部分中，测试电路与调制电流输出阵列电路相连接，非线性预失真/调制效 率控制电路与调制电流输出阵列电路相连接，功率控制电路与直流电流偏置 输出级电路相连接；带有光电探测器的激光器通过模数转换器分别与非线性 预失真/调制效率控制电路和功率控制电路相连接，调制电流输出阵列电路通 过电容与带有光电探测器的激光器相连接。

优选的，在所述CMOS模拟射频部分中，R1、C1，R2、C2构成主电路的 隔直匹配网络；R9、C5，R10、C6构成辅电路的隔直匹配网络，M4、M5、M6、 M7构成主电路的缓冲器；M17、M18、M19、M20构成辅电路的缓冲器，M1、 M2、M3、R3、R4构成主放大器；M13、M14、M15、R11、R12构成辅放大器，C3、 R6，C4、R5构成主电路的高通网络，C7、R12，C8、R11构成辅电路的高通网 络，M10、M11、M12、M13构成主电路的调制电流输出阵列；M21、M22、M23、 M24构成辅电路的调制电流输出阵列，M25、M26、M27、M28构成直流电流输 出阵列。

优选的，所述低噪声带隙偏置电路采用带隙电压基准偏置和电流偏置， 采用双电流镜结构。

优选的，在所述低噪声带隙偏置电路中，PNP1、R1、R3、MN1、MN2、 MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6构成温度系数为负的电流镜电路，MP5、MP6 为启动电路；PNP2、PNP3、R2、R4、MN5、MN6、MN7、MP9、MP10、MP11、MP12、 MP13、MP14构成温度系数为正的电流镜电路，MP13、MP14为启动电路；MP15、 MP16、MP17、MP18、R5、MN8构成偏置电压输出电路，MP19、MP20、MP21、 MP22、MP23、MP24、MP25、MP26、MN9、MN10、MN11、MN12、R6、R7构成噪 声抑制电流镜电路，MP27、MP28、MP29、MP30、MP31、MP32构成偏置电流 输出电路。。

所述用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的输入带有一个电容 电阻高通网络，可以隔离前级模块的直流偏置，同时为输入频带设定了低频 边界。其中的电阻阻值为固定的50Ω，与前级实现阻抗匹配。主驱动电路的 负载电阻与电流输出阵列之间的隔直电容组成了一个低通网络，为输入频带 提供了高频边界。

所述用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的输出级设计了一组 电流输出阵列，可以通过设置直流偏压控制阵列中NMOS管的开启电压，实现 分段电流相加形成近似二次函数的电流输出，抵消激光器的输出特性中的非 线性，对激光器的输出饱和特性进行模拟预失真，保证整个系统的传输特性 保持线性。合理的设计NMOS管的开启电压阈值，可以自由设定分段电流的拐 点，从而削弱ROF传输过程中出现的信号交调，降低噪声，提高系统信噪比。 同时位于压控NMOS管下方的开关NMOS管的开关电压可以实现数字方式控制 NMOS管的分段电流输出在I-V(电流-电压)特性曲线图中的斜率增量，以满 足发光效率不同的激光器的应用。

所述用于4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路采用了带隙电压基准 偏置和电流偏置，采用简单的双电流镜结构，一组电流镜产生温度系数为正 的电流，一组电流镜产生温度系数为负的电流，将两路电流经过镜像相加经 过电阻产生与温度无关的基准电压，用于该驱动电路缓冲器电路的输入电压 偏置，可以提供在系统电源电压允许范围内的任意电压基准。不同于传统带 隙基准电路，由于此基准电路的输出基准电压没有采用传统的带有有源放大 器的结构，避免了有源放大器带来的噪声，从而使此带隙基准的输出比传统 的带隙基准的噪声特性要好。同时电流偏置输出采用了抑制噪声的特殊结构 的镜像电路，可以大大抑制电流偏置输出的噪声。采用的层叠PMOS电流镜结 构，可以增大电流镜的小信号阻抗，得到更好的电源抑制比(PSRR)性能。

由以上本发明提供的技术方案可见，本发明具有以下技术效果：

1.具有预失真的模拟信号。以往的激光器的预失真电路中基本都是采 用分离元件方法，但是分离元件占用面积大，而且不利于和整个系统单片集 成。本发明采用MOS工艺制作，通过预失真电路产生预失真信号，能够解决 4G通信中激光器非线性的问题。

2.适用范围广，预失真幅度可控。由于不同激光器以及不同的工作环境 导致了激光器的非线性不尽相同。为了满足不同激光器的预失真要求，本发明 采用与数字电路相结合的方法，通过数字控制偏置电流和调节的幅度，最终产 生适合该激光器的预失真信号。

附图说明

图1为本发明提供的4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的模块 图。

图2为本发明提供的4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的电路 图。

图3为本发明提供的4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的电流输 出阵列电路。

图4为本发明提供的4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的低噪声 带隙基准偏置电路。

图5为本发明提供的4G光载无线通信的CMOS激光器驱动电路的预失真 程序的流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和实施 方式对本发明作进一步的详细说明。

图1所示的带有预失真功能的激光器驱动电路的模块图的组成如下：其 中CMOS模拟、射频部分中的隔直匹配网络，缓冲器，主、辅放大器，调制电 流输出阵列，直流电流输出阵列和低噪声带息基准偏置电路全部由标准 CMOS0.18um工艺按照模拟、射频电路设计流程制作，CMOS数字部分中的测试 电路，非线性预失真，调制效率控制电路和功率控制电路全部由标准 CMOS0.18um工艺按照ASIC设计流程制作，ADC使用标准CMOS0.18um工艺制 作，此三大部分实现单片集成。

输入信号首先经过隔直匹配网络的高通特性将差分交流信号输入到 缓冲器，同时低噪声带息基准的偏置电压经过一个缓冲器接到50欧姆电阻 的共模端点，为输入提供直流偏置。差分信号经过缓冲器，直接驱动宽频 主、辅放大器，其输出经过电容驱动调制电流输出阵列电路中调制管的栅 极，输出调制电流，经过电容与直流电流输出阵列电路输出的直流电流相 加驱动激光器。

激光器中的光电探测器将激光二极管的光信号转化成电信号经过ADC 的数模转换分别传输给功率控制电路和非线性预失真、调制效率控制电路， 在测试电路的提供的采样点上进行功率计算和非线性曲线的计算，计算结 果反馈控制直流电流输出阵列与调制电流输出阵列的数字控制端，实现自 动功率控制和非线性预失真功能。

图2是激光器驱动电路模拟射频部分主要模块的电路图，包括隔直匹 配网络，输入缓冲器，主放大器，调制电流输出阵列，直流电流输出阵列 以及辅电路；其中上半部分是主电路，下半部分是辅电路，主、辅电路结 构完全相同，只是上半部分包括了直流电流输出阵列。

图2中，VINP与VINN是差分输入端；VOUTP与VOUTN是差分输出端； AVDD与GND分别连接电源和地；VBIAS、IBIAS200uA与IBIAS1mA分别连接 低噪声带隙基准偏置电路的偏置电压输出与两路偏置电流输出。R1、C1， R2、C2构成主电路的隔直匹配网络；R9、C5，R10、C6构成辅电路的隔直 匹配网络，R1、R2、R9、R10共同连接的节点VBI AS为传输的交流差分信号 提供直流偏置电压，同时阻值为50欧姆的R1、R2、R9、R10实现与输入端 口的50欧姆阻抗匹配。M4、M5、M6、M7构成主电路的缓冲器；M17、M18、 M19、M20构成辅电路的缓冲器，在减少对前级的容性负载的同时，提供了 一个很大的压控电流，增大了对后级放大器的驱动能力，由M9、M6、M7、 M19、M20组成的电流镜电路将输入节点IBIAS200uA输入的200uA电流镜像 放大为缓冲器电路提供电流偏置。M1、M2、M3、R3、R4构成主放大器；M13、 M14、M15、R11、R12构成辅放大器，采用大尺寸差分输入对管配合线性电 阻的结构，保证了线性不失真，同时提供了很大的工作带宽，由M8、M3、 M15组成的电流镜电路将输入节点IBIAS1mA输入的1mA电流镜像放大为放 大器电路提供电流偏置。C3、R6，C4、R5构成主电路的高通网络，C7、R12， C8、R11构成辅电路的高通网络，将交流调制电压耦合到设定好直流偏置的 栅极上面。M10、M11、M12、M13构成主电路的调制电流输出阵列；M21、M22、 M23、M24构成辅电路的调制电流输出阵列，输出调制电流，再通过R7、C9， R8、C10，R13、C11，R14、C12的耦合网络输出至输出节点，IMODBIAS_A、 IMODBIAS_B分别为调制电流输出阵列提供不同的直流偏压，控制主、辅电 流输出阵列的阈值电压，实现分段拟合二次输出特性，SWITCH_A<1>、 SWITCH_A<0>、SWITCH_B<1>、SWITCH_B<0>分别为调制电流输出阵列提供开 关电压，控制二进制开关的通断，实现调节输出斜率的作用。M25、M26、 M27、M28构成直流电流输出阵列，直接连接到输出节点上，IDCBIAS、 SWITCHDC<1>、SWITCHDC<0>分别为直流电流输出阵列提供直流偏压与开关 电压。

图3是一个N级电流输出阵列电路图。VMOD为调制电压输入节点，调 制电压经过电容电阻高通网络传送到MN1、MN2……MNN的栅极，控制输出 电流。VBIAS1、VBIAS2……VBIASN为偏置电压节点，控制MN1、MN2……MNN 的阈值电压。Switch1、Switch2……SwitchN为开关电压，控制MNS1、 MNS2……MNSN开关管的通断。IMOD1、IMOD2……IMODN为调制电流输出节 点。

图4是低噪声带隙基准偏置电路图。其中PNP1、R1、R3、MN1、MN2、 MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6构成温度系数为负的电流镜电路，MP5、MP6 为启动电路；PNP2、PNP3、R2、R4、MN5、MN6、MN7、MP9、MP10、MP11、 MP12、MP13、MP14构成温度系数为正的电流镜电路，MP13、MP14为启动电 路；MP15、MP16、MP17、MP18、R5、MN8构成偏置电压输出电路，将正温度 系数与负温度系数的电流镜像求和，成为与温度无关的电流，流过线性电 阻R5产生与温度无关的电压，其中MN8连接成电容的形式，起到滤除交流 干扰，稳定输出的作用。MP19、MP20、MP21、MP22、MP23、MP24、MP25、 MP26、MN9、MN10、MN11、MN12、R6、R7构成噪声抑制电流镜电路，利用电 阻和MOS管的小信号特性的不同，在镜像直流电流的同时，抑制交流噪声 电流。MP27、MP28、MP29、MP30、MP31、MP32构成偏置电流输出电路，分 别通过IBIAS50uA、IBIAS200uA、IBIAS1mA节点为其他模块提供偏置电流。

图5是预失真程序的流程图。在激光器驱动电路工作之前或者工作间 隙之间，需要启动预失真程序矫正激光器的非线性输出特性，具体步骤如 下：首先，启动测试电路中的系统时钟或者直接利用采集到的数据时钟； 将计数器清零；计数器进行初始化；开始计数，同时调制电流输出阵列的 控制电平随着计数器输出线性变化；使用二次求差法计算每一次计数点的 二阶导数，计算出二阶导数最大的计数点(也就是曲率最大的计数点)；将 此计数点对应的控制电压保存为调制电流输出阵列的控制电压；继续计数 直至量程已满；计算输入信号的积分平均值与计数两端的数值之和的比值， 计算光电探测器反馈回来的输出信号的积分平均值与计数两端的数值之和的 比值，如果二者的差别在阈值范围之内则完成预失真程序，如果二者的差别 在阈值范围之外则证明分段线性输出的斜率不能满足要求，将调制电流输出 阵列的开关位控制电压加1，在重新开始计数，直至满足要求，结束预失真 程序。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普 通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润 饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。