一种基于心电信号的自适应肌电干扰去除方法

摘要

本发明是一种基于心电信号的自适应肌电干扰去除方法，该方法根据心电信号自身频率和幅度的变化情况，在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大限度的滤除干扰信号。使用的滤波器为一种截止频率可随信号内容改变而实时调整滤波频率的低通滤波器，该滤波器包含有监控模块和变频低通滤波模块。监控模块中采用强滤波方法检出心电信号并计算出任一点的心电信号能量，根据能量值的大小监控模块向变频低通滤波模块发出低通截止频率指令；变频低通滤波模块根据指令完成对源信号不同信号成分形成不同的衰减幅度。该方法使心电图更容易判读的同时，避免了过多滤波导致的心电图形畸变而影响心电图的临床诊断价值以及可能产生的误判、漏判。

说明书

技术领域

本发明涉及生物医学数字信号处理领域，尤其是涉及采用一种自适应滤波器，滤除心电信号中的肌电干扰成分。本发明根据心电信号自身频率和幅度的变化情况，自动调整滤波器的对不同频率信号的衰减幅度，在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大地滤除干扰信号。

背景技术

心电图检测与分析在临床诊断中具有重要价值，是了解心脏的功能与状况、辅助诊断心血管疾病、评估各种治疗方法有效性的最基本方法之一。心电信号是微弱低频人体生理电信号，其通常频率在0.05-100Hz，幅值不超过4mv。心电信号的现代处理方法是通过安装在皮肤表面的电极经放大电路和模数转换获取其数字形式。由于人体本身状态和检测环境地影响，所获取的心电信号中通常包含有噪声干扰，主要成分为：工频干扰，环境供电造成，频率为50或60Hz；基线漂移，通常由电极移位或呼吸等低频干扰造成，频率范围一般为0.05-1Hz；肌电干扰，由人体肌肉紧张引起，其频谱较宽，并且与心电频谱混叠。

现代信号处理技术对于不同的干扰信号通常采用数字滤波器将其滤除。

对工频干扰，由于其频率固定，使用陷波器即可得到很好的效果，即使对工频频率不稳的情况，由于其频率波动很小，也可适当加宽陷波器阻带或采用自适应陷波器（如小波方法）得到很好效果。

对于基线漂移，采用普通高通滤波器可以将其滤除，但会严重影响心电图波形，特别是ST-T段的波形，因此在标准心电图仪上不建议采用。由于基线漂移通常由电极移位或呼吸等低频干扰造成，其变化可以看作叠加在心电信号上的呼吸波，较好的滤波方法是采用Cube-Spling样条函数拟合呼吸波，此方法的关键环节在于特征点的选取和减小实时处理的延迟时间。目前，这一方法已广泛应用于中高档心电图仪中。

肌电干扰，由人体肌肉紧张引起，其频谱特征接近白噪声，可看作是瞬时发生的零均值带限噪声。由于肌电的频谱较宽，并且与心电频谱混叠，用一般的滤波形式很难将其分开。心电信号中若包含有较大的肌电干扰会严重影响心电图的判读而影响临床诊断。目前，排除肌电干扰的最有效方法是采用高质量电极，同时要求受测者静卧以减少肌肉紧张。但对有些实时监测的心电图检测，如运动心电图试验和24小时动态心电图，受测者不仅不可能静卧，而且还要在运动中测试心电图；即使是常规心电图静卧测试，对某些病人，如哮喘和半身不遂病人，肌肉紧张导致的较大肌电干扰也是不可避免的。鉴于此，心电图仪的肌电干扰滤除功能是必不可少的。通常的方法是提供不同截止频率的低通滤波器：30Hz、45Hz、70Hz，在使用中由仪器操作者确定使用哪一频率的低通滤波器。滤波频率低，滤波效果好些，但会影响心电信号本身成分。图1为未经滤波的原始心电信号，以30Hz低通为例（如图2），虽然较好地去除了干扰成分，但严重地影响了心电图成分，QRS波幅度明显降低，幅度超过22%；对70Hz低通情形（如图3），滤波对心电图无显著影响（QRS波幅度降低<3%），但对干扰去除亦几乎无作用；45Hz情形介于以上二种情形之间（图4），滤波效果不甚理想，而QRS波幅度降低亦达11%。此外，这一方法在操作上也有其缺陷：第一，不仅操作相对繁琐，而且即使是对有经验的操作者来说，也很难确定什么情形使用什么频率的低通滤波器；其次，即使对同一病人同一次检测过程而言，由于肌电干扰是实时改变的，操作者不可能提前预判并实时操作哪一时段用哪一滤波频率。

综上所述，用标准低通滤波器滤除肌电干扰的两难困惑是：用较低截止频率的低通滤波器，以牺牲心电信号成分为代价，尽可能多的滤除肌电干扰，获得容易判读的心电图；或者，用较高截止频率的低通滤波器，以牺牲心电图可读性为代价，尽可能多的保留心电信号内容。两种方法其结果都将影响心电图的临床诊断价值，导致误判、漏判。

发明内容

本发明的目的是提供一种滤波方法，在尽可能少地影响心电信号本身内容的前提下，更多地滤除干扰信号，使心电图的临床判读更清晰、容易，也更准确，以达到在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大地滤除干扰信号的目的。

为了实现本发明的目的提出一种基于心电信号的自适应肌电干扰去除方法，该方法根据心电信号自身频率和幅度的变化情况，调整滤波器对不同频率信号的衰减幅度，在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大限度的滤除干扰信号。

所述的滤波器为一种截止频率可随信号内容改变而实时调整滤波频率的低通滤波器，该滤波器包含有一个监控模块和一个变频低通滤波模块，该监控模块用于监测源信号的频率和幅度变化情况并根据对心电信号的先验知识，对源信号心电内容自身频率和幅度的变化情况作出评估，调整滤波模块的低通截止频率；所述变频低通滤波模块完成对不同频率信号形成不同的衰减幅度。

所述心电信号S(t)表示为：

HP _f=s(LP _f=s(S(t)))

其中，HP _f=s表示强高通滤波器， LP _f=s表示强低通滤波器

心电信号S(t)在t₀点所包含内容含量的大小E(t₀)为：

E(t₀)=∫t₀+Δt t₀-Δt∣S(t+δt)-S(t)∣dt                

将E(t₀) 按等分或不等分为多个极差，所述低通滤波器的截止频率根据该极差由大到小分级。

所述低通滤波器为有限冲击响应类型滤波器、多点平滑滤波器、加权的多点平滑滤波器或巴特沃斯形式的低通滤波器；该低通滤波器设计为零相移。

本发明的效果

与传统滤波采用高通、低通、带通或带阻滤波器去除或保留某一频率或频率范围的方法不同，本发明根据心电信号自身频率和幅度的变化情况，自动调整滤波器的对不同频率信号的衰减幅度，在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大地滤除干扰信号，避免了对心电图的临床诊断价值的影响以及导致误判、漏判的可能。

附图说明

图1是未经滤波的单导心电信号；

图2是经30Hz低通滤波的心电信号；

图3是经70Hz低通滤波的心电信号；

图4是经45Hz低通滤波的心电信号；

图5是经肌电干扰去除方法滤波的心电信号；

图6是实时调整滤波频率的低通滤波器结构图；

图7是12导联心电图的原始信号；

图8是12导联心电图的滤波后信号。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，对本发明进一步详细说明。

本发明的核心是设计了一种其截止频率可随信号内容改变而实时调整滤波频率的低通滤波器。该滤波器包含有一个监控模块和一个变频低通滤波模块，如图6。监控模块用于监测源信号的频率和幅度变化情况并根据对心电信号的先验知识，对源信号心电内容自身频率和幅度的变化情况作出评估，自动调整滤波模块的低通截止频率；滤波模块完成对不同频率信号形成不同的衰减幅度，达到在保证尽可能少的影响心电信号本身内容的前提下，最大地滤除干扰信号。

考虑通过皮肤电极、导联线、放大电路和A/D后获得的源信号S（t）由心电信号ECG（t）、干扰噪声信号Noise(t)和基线漂移信号Drift(t)三部分构成（假设工频干扰为0或已排除，此要求不难满足）：

S(t) = ECG(t)+Noise(t)+Drift(t)                    （1）

以下我们定义，较低截止频率的低通滤波器称为强低通，较高截止频率的低通滤波器称为弱低通。若用LP_f代表低通滤波器（Low Pass），其中下标f表示其截止频率，有LP_f=s为强低通(strong），LP_f=w为弱低通(weak)。同理，我们有强/弱高通（High Pass）滤波器：HP_f=s和HP_f=w。若将LP，HP看作算子ψ，为了使以下推导成立，要求以ψ为算子的LP，HP具有线性特征，即对任意变量x，y和常数a，b有：ψ（ax+by）=aψ(x)+bψ(y)。同时，由于低通滤波模块的截至频率可变，要求低通滤波模块中的滤波器为零相移。满足以上两个条件的滤波器不难设计。

本发明的核心是滤波器监控模块的设计。首先确定用于心电信号内容评估的信号源。

如“背景技术”中论述可知，强低通滤波对噪声的滤除效果较好，反之较差。而强高通滤波可以有效地去除基线漂移，但强低通和强高通都会导致心电图形态改变。监控模块的目标是心电信号内容评估，而不是获取心电图用于临床诊断，因此，此时可以不考虑心电图形态改变。

用高通HP和低通LP同时作用于S(t), 根据HP和LP的性质，有：

HP(LP(S(t)))=HP(LP(ECG(t)))+HP(LP(Noise(t)))+HP(LP(Drift(t)))

           ≈HP(LP(ECG(t)))+(LP(Noise(t))+HP((Drift(t))     (2)

考虑HP采用强高通HP_f=s(f>0.5Hz)，LP采用强低通LP _f=s(f<25Hz)，一般地，不失实用性，可以选定合适的f，有：

LP _f=s(Noise(t))≈0 和 HP_f=s ((Drift(t))≈0           (3)

即   HP _f=s(LP _f=s(S(t)))≈HP _f=s(LP _f=s(ECG(t)))              (4)

由此，我们有可用于评估心电信号内容的信号源：HP _f=s(LP _f=s(S(t)))

为了评估心电信号内容含量的大小，我们定义：任一信号S(t)在t₀点所包含内容含量的大小由(t₀-Δt, t₀+Δt)段的能量E(t₀)确定，E(t₀)可以有多种计算方法，最简单计算可以定义为S(t)在(t₀-Δt, t₀+Δt)段的叠加，即：

E(t₀)=∫t₀+Δt t₀-Δt S(t)dt                                 (5)

本发明根据心电信号的特点（QRS群能量最为集中），采用差值叠加的方法计算E(t₀)，取得了更好的效果：

E(t₀)=∫t₀+Δt t₀-Δt∣S(t+δt)-S(t)∣dt                     (6)

确定了E(t₀)，变频低通滤波模块的设计则相对简单。将E(t₀)分为若干个极差，并根据E(t₀)由小到大的分级，将低通滤波器的截止频率由大到小改变。E(t₀)分级或频率分级不限于等分。由于频率是可变的，要求低通滤波器为严格零相移有限冲击响应类型。简单设计可以考虑多点平滑滤波器或加权的多点平滑滤波器，当然也可以采用巴特沃斯或其它形式的低通滤波器，要求是将其设计为零相移。

实施例

本发明以一种标准同步12道联PC-ECG为例，心电信号经放大和A/D后得到8个通道的数字信号。下面给出与本发明相关的心电信号参数：

采样率：1000/秒/通道

A/D位数：16 Bits

分辨率：0.4μV

时间常数：>3.2秒  （高通0.05Hz）

放大器模拟低通滤波器截止频率：250Hz

根据“发明内容”所述，监控模块中需要确定的内容有：HP _f=s、LP _f=s、Δ、δ和E(t)。本例HP和LP均选用巴特沃斯滤波器：HP _f=0.5，LP _f=20，Δ=20ms，δ=4ms，E(t)由公式(6)确定。变频低通滤波模块采用简单的多点平滑低通滤波器，按步长2ms分为15个级差。图5为对图1所示的单导心电图经本发明滤波后的效果（滤波效果接近30Hz低通，而QRS幅度降低<8%，优于45Hz低通）。图7和图8为12导联心电图经本发明滤波前后的效果对比。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。