使用具有整流开关的Z型转换器将AC输入电压转换成经调节的DC输出电压的系统和方法

摘要

一种使用Z型转换器和整流开关将AC输入电压转换成经调节的DC输出电压的AC-DC转换器。该Z型转换器包括以交叉耦合配置的第一和第二电感器、电容器、两个整流开关以及负载器件。Z型转换器可根据Z源或准Z源整流网络配置。AC输入电压施加于输入，而DC输出电压跨负载器件两端形成。每个整流开关可配置为串联耦合的二极管和电子开关或配置为具有短接栅极的双栅GaN器件。控制网络监测DC输出电压并形成用于控制第一和第二整流开关的控制信号以调节DC输出电压。控制网络可基于占空比控制或电流模式控制来控制整流开关。

说明书

相关申请的交叉引用 

本申请要求2010年9月30日提交的美国临时申请S/N 61/388,334的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。 

附图简述 

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：

图1A是传统Z源整流器网络的示意图，而图1B是绘出图1A的Z源整流器网络的相应DC电压增益因变于占空比的曲线图； 

图2A是传统准Z源整流器网络的示意图，而图2B是绘出图2A的准Z源整流器网络的相应DC电压增益因变于占空比的曲线图； 

图3是根据本发明的一个实施例实现的Z源转换器的示意图； 

图4是示出产生用于控制图3的Z源转换器的切换的G1和G2的另一控制方法的时序图； 

图5A是示出根据本发明另一实施例的Z源转换器的示意图； 

图5B是示出具有图5A的短接栅极的双栅极GaN器件M1、M2的静态特性的曲线图； 

图6是根据本发明另一实施例的准Z源转换器的示意图； 

图7是根据本发明另一实施例的准Z源转换器的示意图； 

图8是根据本发明另一实施例的准Z源转换器的示意图； 

图9是示出相同或相似的控制机制可应用于Z源转换器配置和准Z源转换器配置两者的Z源转换器的示意性方框图；以及 

图10-13示出使用根据本文描述的任何一种配置实现的Z型转换器的各种电子设备。 

详细描述 

本发明的益处、特征和优势参照下面的说明书和附图将变得更容易理解，下面的说明书使得本领域内普通技术人员能够作出和使用本发明，如同在特定场合及其需要的背景下提供的那样。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在局限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。 

这里披露了一种给定AC输入电压，调整DC输出电压的方法。根据本发明一个实施例的系统使用具有高切换频率和调整的单个转换级提供直接AC至DC的功率转换。根据本发明一个实施例的系统允许发光二极管(LED)灯泡的替换。根据本发明一个实施例的系统可将氮化镓(GaN)特性用作功率开关。根据本发明一个实施例的系统省去了在典型的AC至经调节的DC转换器中常见的桥式整流器。根据本发明一个实施例的系统使用占空比控制以获得负载调整和AC整流。根据本发明一个实施例的系统使用Z型整流器网络，例如Z源整流器网络或准Z源整流器网络。该Z型整流器网络是使用“整流开关”控制或切换的。在一个实施例中，具有短接栅极的双栅极GaN器件被用作整流开关以切换Z型整流器网络。在另一实施例中，串联耦合的二极管和电子开关一同被用作整流开关以切换Z型整流器网络。在本文所述的实施例中，每个整流开关的电子开关例示为N沟道金属氧化物半导体、场效应管(MOSFET)。然而要理解，也可使用其它类型电子开关，例如其它类型的FET器件(例如P沟道MOSFET、NFET、PFET等)和其它类型的晶体管，例如双极型晶体管(比如双结型晶体管、绝缘栅双极型晶体管等)。根据本发明一个实施例的系统使用常见电感器并省去常用的变压器。 

使用Z型转换器从AC输入电压转换得到DC输出电压，所述Z型转换器例如为Z源转换器或准Z源转换器。对于任一种转换器，当AC输入VAC从扫过正和负时，控制占空比(D)以调节DC输出。在一个实施例中，对输出电压VO进行调节。在替代实施例中，调节输出电流。在本文中，VAC表示任何适宜频率和/或量级的任何类型AC输入电压，例如AC线路输入电压、半桥整流AC电 压、全桥整流AC电压等。本发明的实施例是针对单相系统示出的，但可轻易地拓展至多相配置。例如，可将负载引入至“Y”连接的多相系统的中性位置以节约附加的元件。本文所述的Z源或准Z源转换器可用于AC同步电动机或发电机等的转子磁场控制。 

图1A是传统Z源整流器网络100的示意图。AC电压源101具有耦合于电感器L1一端并耦合于单极单掷(SPST)开关S2的一个端子的正极端子。开关S2的另一端子耦合于第二电感器L2的一端并耦合于电容器CAC的一端。CAC的另一端耦合于L1的另一端并耦合于另一SPST开关S1的一个端子。开关S1的另一端耦合于负载电阻器RL的一端并耦合于电容器CDC的一端，其中RL和CDC是并联耦合的。RL和CDC的另一端耦合于L2的另一端并耦合于AC电压源101的负极端子。AC电压源101形成AC电压VAC。Z源整流器网络100的开关S1、S2分别根据信号C1、C2的控制而切换。AC输入是VAC而DC输出电压VO是跨包括与电容器CDC并联的负载电阻RL的负载的电压。每个开关S1、S2的切换频率一般比VAC的频率更高。 

开关S1、S2交替地导通，由此当开关S1“导通”时，开关S2“截止”(C1是逻辑电平1而C2是逻辑电平0)。同样，当开关S2“导通”时，开关S1“截止”(C1为逻辑电平0而C2为逻辑电平1)。占空比(D)是C1为HIGH(逻辑电平1)的时间与总切换周期之比。因此，C1是基于占空比D切换的，而C2是基于1-D切换的。 

图1B是绘出Z源整流器网络100的相应DC电压增益因变于占空比D的曲线图。电压增益是DC输出电压VO除以AC输入电压的值，或表示为VO/VAC，其中VO/VAC＝(1-2D)/(1-D)。可使用控制环路来针对正输入电压或负输入电压调节正输出电压。因此，当AC正弦波形扫过正和负时，可通过控制占空比来调节DC输出。 

图2A是传统准Z源整流器网络200的示意图。准Z源整流器网络200类似于Z源整流器网络100，其中相同的部件用相同附图标记表示。AC电压源101具有耦合于L1一端并耦合于开关S2一个端子的正极端子。开关S2的另一端子耦合于L2的一端并耦合于电容器CAC的一端。CAC的另一端耦合于S1的一个端子并耦合于并联耦合的RL和CDC每个的一端。RL和CDC的另一端耦合于 L1的另一端。开关S1的另一端子耦合于L2的另一端并耦合于AC电压源101的负极端子。AC电压源101形成VAC。 

准Z源整流器网络200的开关S1、S2分别根据C1、C2的控制而切换。同样，AC输入是电压源VAC而DC输出电压是跨与CDC并联的负载RL的电压。开关S1、S2交替地导通，由此当开关S1处于“导通”时，开关S2“截止”(例如C1是逻辑电平1而C2是逻辑电平0)。同样，当开关S2“导通”时，开关S1“截止”(例如C1为逻辑电平0而C2为逻辑电平1)。同样，占空比D为C1为HIGH的时间(例如逻辑电平1)与总切换周期之比，而C1是基于占空比D切换的，C2是基于1-D切换的。 

图2B是绘出准Z源整流器网络200的相应DC电压增益因变于占空比D的曲线图。电压增益是DC输出电压VO除以输入电压VAC的值，其中VO/VAC＝(1-2D)/(D)。可使用控制环路来针对正输入电压或负输入电压调节正输出电压。  因此，当AC正弦波形扫过正和负时，可通过控制占空比来调节DC输出。 

下面的系统和方法等同地适用于任一类型的Z型整流器网络，包括Z源整流器网络或准Z源整流器网络。在各实施例中，开关S1、S2中的每一个由整流开关替代。在一个实施例中，开关S1、S2中的每一个由与MOSFET(金属氧化物半导体、场效应晶体管)串联的二极管或类似结构来代替。在另一实施例中，开关S1、S2中的每一个由具有短接栅极的双栅极GaN器件代替。使用经整流开关的两种方法具有单级AC-DC功率转换的特征并避免使用双极AC-DC转换方法中常见的桥式整流器。 

图3是根据本发明的一个实施例实现的Z源转换器300的示意图；Z源转换器300包括以类似于Z源整流器网络100的方式耦合的AC电压源101、电感器L1和L2、电容器CAC以及负载RL、CDC。电感器L1耦合在节点301、303之间并且电感器L2耦合在节点305、307之间。AC电压源101的正极端子耦合于节点301而其负极端子耦合于节点307。电容器CAC耦合在节点303、305之间。开关S1、S2分别由整流开关RS1、RS2所取代，其中每个整流开关包括串联耦合的二极管和电子开关，图示为N沟道MOSFET。如前所述，可使用其它类型的电子开关(例如其它类型的MOS或FET器件，其它类型的晶体管，例如BJT等)。对于整流开关RS1，二极管D1的阳极耦合于节点303而其阴极耦合 于N沟道MOSFET Q1的漏极。Q1的源极耦合于节点309。RL和CDC并联地耦合在节点307、309之间。二极管D1和MOSFET Q1因此串联地耦合以形成第一整流开关RS1。对于整流开关RS2，二极管D2的阳极耦合于节点305而其阴极耦合于N沟道MOSFET Q2的漏极。Q2的源极耦合于节点301。二极管D2和MOSFETQ2因此串联地耦合以形成第二整流开关RS2。MOSFET Q1和Q2分别受栅极信号G1、G2控制。AC输入是通过将AC电压源101施加于节点301、307而形成的电压VAC，而DC输出电压是跨节点309和307之间的RL两端的VO。 

在一个实施例中，G1和G2控制信号被转换(toggled)至相对于彼此相反的极性，但进一步基于VAC的极性。控制网络感测VAC的极性以及输出电压VO或流过电感器L1、L2的电流，用于形成控制信号G1、G2。在一个实施例中，例如控制网络801(图8)可用来执行一控制机制。如下面进一步描述的那样，当VAC为正时，G2与PWM信号一致地转换，而G1与PWM信号的反相版本一致地转换。当VAC为负时，G1与PWM信号一致地转换，而G2与PWM信号的反相版本一致地转换。在操作中，操作以这种方式重复。G1和G2(并因此整流开关RS1、RS2)的开关频率通常比VAC的频率更高。 

图4是示出产生用于控制Z源转换器300切换的G1和G2的另一控制方法的时序图。VAC是与G1和G2一起相对于时间绘出的。在输入线路电压VAC的正半周期中，G2保持HIGH并且调制G1(例如基于PWM信号等，PWM信号是基于监视VO或负载电流而得到的)以控制负载电压(跨RL两端)或(通过RL或一个或两个电感器的)负载电流。在输入电压VAC的负半周期内，G1保持HIGH并调制G2以控制负载电压或电流。调制以简化形式示出，要理解调制信号的占空比根据控制函数(输出电压或负载电流等)受到控制。如下面进一步描述的那样，控制网络601根据图4所示的控制机制工作。 

图5A是示出根据本发明另一实施例的Z源转换器500的示意图。Z源转换器500类似于Z源转换器300，其中相同的部件用相同的附图标记表示，其包括AC电压源101、电感器L1和L2、电容器CAC以及负载器件RL和CDC，它们以基本相同方式相对于节点301、303、305、307和309耦合在一起。在这种情形下，整流开关RS1、RS2是双栅极GaN器件，每个整流开关中的一个栅极短接至其电流端子中的一个，这种配置在这里被称为“短接栅极”。尤其， 二极管D1和MOSFET Q1由GaN器件M1代替，该GaN器件M1具有耦合在节点303、309之间的电流端子并具有同样耦合于节点303的一个短接栅极。另外，二极管D2和MOSFET Q2由GaN器件M2代替，该GaN器件M2具有耦合在节点301、305之间的电流端子并具有同样耦合于节点305的一个短接栅极。M1的另一栅极接收控制信号G1而M2的另一栅极接收控制信号G2。 

同样，AC输入是电压源VAC而DC输出电压VO跨负载RL的两端。在一个实施例中，G1和G2可具有与控制信号C1、C2相同的形式。在另一实施例中，图4所示控制方法可用来产生G1，并且G1用于控制Z源转换器500的切换。因此，通过双栅极GaN器件M1、M2实现与具有串联耦合二极管D1、D2的MOSFETQ1、Q2作为整流开关RS1、RS2相同的操作。 

图5B是示出具有短接栅极的双栅极GaN器件M1、M2的静态特性的曲线图；具体地说，绘出在ON(VGS＝ON)和OFF(VGS＝OFF)状态下流过电流端子ID的电流相对于跨电流端子VDS的电压的关系图。第二栅极控制正向导通和阻断，而该器件阻断反向电流。这些特性类似于串联耦合二极管和MOSFET的特性。  因此，具有带短接栅极的双栅极GaN器件的转换器操作也类似于图4所示的操作。 

尽管图3和图5A两者均示出包括Z源整流器的Z源转换器配置，然而也可实现包括准Z源整流器的相似准Z源转换器配置。因此，串联耦合的二极管和MOSFET或具有短接栅极的双栅极GaN器件取代了准Z源整流器网络200的开关S1和S2以取得相似的结果。栅极控制信号G1和G2可如图4所示地受到控制。 

图6是根据本发明另一实施例的准Z源转换器600的示意图，其包括类似于图2A所示的准Z源整流器网络，但除了针对切换功能而用整流开关代替开关S1、S2的改型外。准Z源转换器600形式上类似于Z源转换器300，其中相同部件用相同附图标记表示，该准Z源转换器600包括以基本相同方式相对于节点301、303、305和307耦合在一起的AC电压源101、电感器L1和L2、电容器CAC。然而，在这种情形下，负载器件RL和CDC彼此并联地耦合并一同在节点301和303之间串联耦合于L1。如图所示，L1耦合在节点301和中间节点602之间，而RL和CDC并联耦合在节点602和303之间。整流开关RS1耦合在节点307和303之间，在节点307和303之间包括二极管D1和MOSFET Q1。 二极管D1的阳极耦合于节点307并且其阴极耦合于Q1的漏极。Q1的源极耦合于节点303。整流开关RS2耦合在节点301和305之间，节点301和305之间包括二极管D2和MOSFET Q2。二极管D2的阳极耦合于节点301，并且其阴极耦合于Q2的漏极。Q2的源极耦合于节点305。AC输入是跨301、307提供VAC的AC电压源101，而DC输出电压VO是跨节点303和602之间的RL的电压。 

此外，提供控制网络601以产生控制信号G1、G2从而以图4所示的相似方式控制开关。控制网络601执行占空比控制，该占空比控制使环路反相以令正输入电压和负输入电压两者的环路增益线性化。在这种情形下，通过配置成积分器的误差放大器603监视跨RL的输出电压VO并将其与基准电压REF作比较。如图所示，RL的一端耦合于电阻器617的一端，该电阻器617的另一端耦合于电容器621的一端并耦合于误差放大器603的反相输入。RL的另一端被提供给形成基准电压REF的电压源615的负极端子，其中电压源615的正极端子耦合于误差放大器603的非反相输入。电容器621的另一端耦合于误差放大器603的输出，用以形成误差电压ER。ER被提供给比较器605的非反相输入，其反相输入从以地面(GND)为基准的锯齿波发生器607接收锯齿波SW输出。 

比较器605的输出形成PWM信号，该PWM信号被提供给2输入OR(或)门609的一个输入并被提供给另一2输入OR门613的一个输入。AC感测信号AS被提供给OR门609的另一输入。比较器611的非反相输入耦合于电压源101的正极端子而其反相输入则耦合于电压源101的负极端子。因此，比较器611感测VAC并在其输出端形成AS信号。AS由反相器612反相，反相器612的输出耦合于OR门613的另一输入。OR门609的输出用来形成控制信号G2，该控制信号G2用来控制整流开关RS2，而OR门613的输出用来形成控制信号G1以控制整流开关RS1。 

在操作中，输出电压VO和基准电压REF之间的任何差被误差放大器603求积分以提供ER，该ER通过比较器605与锯齿波SW比较以形成PWM。当VAC为正时，AS为高，这保持G2为高并且PWM转换G1。当VAC为负时，AS为低，这保持G1为高，同时PWM以与图4所示基本相同的方式转换G2。 

控制网络601可用来控制准Z源转换器600，该准Z源转换器600替代地配置有具有短接栅极的双栅极GaN器件作为整流开关RS1、RS2。另外，控制网 络601可用来控制Z源转换器300或Z源转换器500。锯齿波W是由任何类型斜坡发生器提供的斜坡波的示例性实施例。 

图7是准Z源转换器700的示意图，该准Z源转换器700包括与图6所示类似的准Z源整流器网络。AC电压源101、电感器L1和L2、负载器件RL和CDC以及电容器CAC相对于节点301、303、305、307和602以类似于准Z源转换器600的方式耦合。另外，提供整流开关RS1，该整流开关RS1包括以类似方式串联耦合在节点307和303之间的二极管D1和MOSFET Q1。此外，提供整流开关RS2，该整流开关RS2包括以类似方式串联耦合在节点301、305之间的二极管D2和MOSFET Q2。 

控制网络601由控制网络701代替。控制网络701包括以类似于控制网络601的方式耦合于RL的电压源615、电阻器617和电容器621，用以形成误差电压ER。然而，在这种情形下，控制网络701执行电流模式控制，该电流模式控制提供用于控制环路的一种替代方法。同样，AC输入是提供VAC的电压源101，而DC输出电压是跨RL的VO。正如准Z源转换器600那样，误差放大器603被配置为积分器，用来对跨RL的输出电压和基准电压REF之间的差求积分。在这种情形下，误差放大器603的ER输出被用作电流命令信号，该电流命令信号被提供给独立电流调节器703和705，以形成分别控制整流开关RS1和RS2的控制信号G1和G2。 

控制网络701还包括AC极性比较器707、709，每个AC极性比较器耦合于AC电压源101以提供AC极性信号。比较器707的反相输入和非反相输入分别耦合于AC电压源101的正极端子和负极端子，并且其输出将第一AC极性信号ACN提供给电流调节器703的输入。比较器709的反相输入和非反相输入分别耦合于AC电压源101的负极端子和正极端子，并且其输出将第二AC极性信号ACP提供给电流调节器705的输入。电流传感器711监视流过电感器L1的电流并将相应电流感测信号IL1提供给电流调节器703，而另一电流传感器713监视流过电感器L2的电流并将相应电流感测信号IL2提供给电流调节器705。 

在操作中，当VAC为正时，ACP为HIGH并且G2在该半周期内保持HIGH(例如图4所示)。另外，当VAC为正时，电流调节器703经由IL1监视电感器L1的电流并在G1上形成占空比DA以控制电流。在这种情形下，当VAC为正时， 二极管D2以占空比(1-DA)传导。当VAC为负时，对于这半个周期ACN为HIGH并且G1为HIGH(如图4所示)。另外，当VAC为负时，整流开关RS2的电流调节器705经由IL2监视电感器L2的电流并在G2上形成占空比DB以控制电流。在这种情形下，当VAC为负时，二极管D1以占空比(1-DB)传导。考虑了各种类型的电流模式控制机制，例如平均电流模式控制、峰值电流模式控制等。 

控制网络701可用来控制准Z源转换器600，该准Z源转换器600替代地配置有具有短接栅极的双栅极GaN器件作为整流开关RS1、RS2。另外，控制网络701可用来控制Z源转换器300或Z源转换器500。 

图8是根据本发明另一实施例的准Z源转换器800的示意图，该准Z源转换器800类似于准Z源转换器600，但除了控制网络601由控制网络801代替外。AC电压源101、电感器L1和L2、负载器件RL和CDC、整流开关RS1和RS2以及电容器CAC相对于节点301、303、305、307和602以类似于准Z源转换器600的方式耦合设置。控制网络801基本类似于控制网络601并包括配置成以前述基本相同方式工作的误差放大器603(具有支持部件615、617和621)、提供SW的锯齿波发生器607、比较器605、611。在这种情形下，OR栅极609、613和反相器612由2输入异或门803和反相器805取代。在比较器611的输出处的AS信号被提供给异或门803的一个输入，而PWM被提供给异或门803的另一输入，异或门803的输出被缓冲以形成G1，该G1用来控制整流开关RS1。异或门803的输出由反相器805反相并被缓冲以形成G2，该G2用来控制整流开关RS2。在这种情形下，当VAC为正时，PWM信号被有效地路由至G2，而PWM信号的反相版本被路由至G1。当VAC为负时，PWM信号被有效地路由至G1，而PWM信号的反相版本被路由至G1。结果得到的环路增益对于VAC的两个半周期来说是基本相同的。 

图6、图7和图8示出应用于准Z源转换器配置的各种控制机制。图9是示出相同或相似的控制机制可应用于Z源转换器配置的Z源转换器900的示意性方框图。Z源转换器900具有与Z源转换器300基本相同的配置，并包括AC电压源101、电感器L1和L2、电容器CAC、整流开关RS1和RS2以及负载器件RL和CDC，它们以基本相同的方式耦合于节点301、303、305、307和309。整流开关RS1、RS2以与转换器300、500类似的方式表现在Z源整流器配置中。 每个整流开关RS1和RS2可配置为例如图3所示的串联耦合的二极管和电子开关(例如MOSFET等)或为如图5A所示的具有短接栅极的双栅极GaN器件。输入电压是VAC，而输出电压是跨节点309和307之间的RL施加的VO。 

AC感测块901图示为感测跨AC电压源101的VAC并提供AC感测信息ACS。ACS可以是一个信号(例如图6和图8所示的AS)或多个信号(例如图7所示的ACP和ACN)。控制块903图示为接收ACS，感测跨负载电阻器RL的输出电压VO，并分别将G1和G2控制信号提供给整流开关RS1和RS2。控制块903是根据本文描述的任一控制机制配置的，例如控制网络601、701或801中的任何一种。PWM控制机制可根据任何类型的控制机制，例如固定频率PWM、可变频率PWM、磁滞控制、固定导通时间、固定截止时间等。当根据控制网络701实施以用于电流模式控制时，可提供电流感测器件905和907以分别感测流过电感器L1和L2的电流，并将相应电流感测信号IL1和IL2提供给控制块903。 

图10-13示出使用根据本文描述的任何一种配置实现的Z型转换器1000的各种电子设备。Z型转换器1000可实现为本文所述的Z源转换器或准Z源转换器。如图10所示，转换器1000接收VAC并驱动任何类型的DC负载1003。如图11所示，转换器1000接收VAC并对包含一个或多个可充电电池的电池或电池组1101进行充电。如图12所示，转换器1000接收VAC并将电流提供给一个或多个发光二极管(LED)1201。如图13所示，转换器1000接收VAC并将电流提供给线圈1301等以产生用于电动机1303等的磁场。 

虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的理念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。