用于相间变换单元的饱和控制单元以及用于电压转换器件的PWM控制设备

摘要

提供了一种用于相间变换单元（110a-d）的饱和控制单元，其中，所述相间变换单元（110a-d）包括经由磁芯构件（114a-d）磁耦合的初级线圈（112a-d）和次级线圈（113a-d），其中，所述饱和控制单元（410a-d）包括：最小值检测单元（602），用于检测所述相间变换单元（110a-d）的磁化电流（706）的最小值（702）；最大值检测单元（604），用于检测所述磁化电流（706）的最大值（704）；饱和估计单元（606），用于估计所述磁化电流（706）的偏移值；以及饱和控制信号生成单元（608），用于基于检测到的最小值（702）、检测到的最大值（704）和估计出的偏移值来生成针对所述相间变换单元（110a-d）的饱和控制信号。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于相间变换单元的饱和控制单元。

此外，本发明涉及一种用于电压转换器件的PWM控制设备。

背景技术

众所周知，在发电中使用电压转换器件，以将输出电压提供给输电网或者供给网络。这种电压转换器件包括例如以彼此并联电连接的方式布置的电压转换单元。电压转换单元电连接至多个相间变换单元，所述相间变换单元中的每一个都可以包括经由磁芯构件彼此磁耦合的初级线圈和次级线圈。

为了控制电压转换单元的切换频率或使电压转换单元的切换频率彼此适应，可以提供脉冲宽度调制（PWM）控制设备，该PWM控制设备输出针对每一个电压转换单元的控制信号。此外，PWM控制设备可以用于平衡相间变换单元的磁化电流，以便允许电压转换器件的改进操作。

WO 2008/030919 A2公开了一种电压转换器件，其包括彼此并联电连接的3个电压转换单元。每个电压转换单元电连接至3个相间变换单元中的不同的一个，其中，每个相间变换单元包括经由磁芯构件彼此磁耦合的初级线圈和次级线圈。为了实现由电压转换单元输出的电压的相移以及对相间变换单元的磁化电流的平衡，提供了PWM控制设备，其使得电压转换单元之一能够关于负载电流充当其他两个电压转换单元的主电压转换单元。去到两个“从”电压转换单元的反馈控制信号基于通过“主”电压转换单元的电流与“从”电压转换单元中不同的一个的电流之间的差获得的差电流。因此，提供了与主电压转换单元的电流相比对从电压转换单元的电流的平衡。

US 4,802,079公开了一种用于电压转换器件的PWM控制设备。该电压转换器件包括：彼此并联电连接的2个电压转换单元；以及2个相间变换单元，其中的每个相间变换单元包括一个线圈。对由电压转换单元提供的电流求和并将其与总参考电流进行比较。此外，减去由电压转换单元提供的电流，以便获得差电流。在信号相加和信号相减的方面将和电流和差电流进行组合，并且，在将信号反馈至电压转换单元之前将2个组合电流中的每一个与参考信号进行比较。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种用于相间变换单元的饱和控制单元以及一种用于电压转换器件的脉冲宽度调制（PWM）控制设备，其解决至少一个相间变换单元的磁化电流的波形修改。

为了实现以上定义的目的，提供了一种用于相间变换单元的饱和控制单元以及一种用于电压转换器件的PWM控制设备。

根据本发明的一个示例性方面，提供了一种用于相间变换单元的饱和控制单元，其中，所述相间变换单元包括经由磁芯构件磁耦合的初级线圈和次级线圈，其中，所述饱和控制单元包括：最小值检测单元，用于检测所述相间变换单元的磁化电流的最小值；最大值检测单元，用于检测所述磁化电流的最大值；饱和估计单元，用于估计所述磁化电流的偏移值；以及饱和控制信号生成单元，用于基于检测到的最小值、检测到的最大值和估计出的偏移值来生成用于所述相间变换单元的饱和控制信号。

根据本发明的另一示例性方面，提供了一种用于电压转换器件的PWM控制设备，所述电压转换器件包括彼此并联电连接的多个电压转换单元以及多个相间变换单元，其中，所述相间变换单元中的每一个包括经由磁芯构件磁耦合的初级线圈和次级线圈，其中，所述相间变换单元中的每一个的初级线圈电连接至所述相间变换单元中的另一个的次级线圈，其中，所述设备包括：至少一个磁化电流确定单元，其中，所述磁化电流确定单元中的每一个适于确定所述相间变换单元中不同的一个相间变换单元的磁化电流；以及至少一个饱和控制单元，其中，所述饱和控制单元中的每一个适于对所述磁化电流中不同的一个磁化电流进行操作并适于输出针对所述相间变换单元之一的饱和控制信号。

所述相间变换单元的术语“磁化电流”可以表示以下电流：该电流可以等于供应给所述相间变换单元的初级线圈的电流与在所述相间变换单元的次级线圈中感应的电流之间的差，其中，可以考虑这些电流的流动方向。

所述磁化电流的术语“波形”可以具体地表示所述相间变换单元的磁化电流的曲线形状或直线形状。具体地，所述磁化电流的术语“波形修改”可以具体地表示实际磁化电流曲线形状相对于所述磁化电流的理想曲线形状的偏差，并可以包括所述磁化电流的根据所述磁化电流的DC偏移值和/或所述磁化电流的高幅度尖峰或高振幅尖峰或高电流尖峰或高频率尖峰的移位。波形修改还可以包括波形的可以处于或可以不处于零电流的电流振幅处的某个任意中心线之上的正和负部分的非对称性。

所述磁化电流的术语“偏移值”可以表示由所述磁化电流的DC偏移引起的所述磁化电流的偏移。这种DC偏移可能是从能够由所述磁化电流和对所述相间变换单元的磁化确定的磁滞曲线的系统移位推导的。具体地，所述磁化电流的偏移可以由所述相间变换单元的磁芯构件的饱和引起，其中，相间变换的初级线圈和次级线圈的磁通可能不相等。具体地，所述磁芯构件的饱和可以导致所述相间变换单元的初级线圈和次级线圈之间的电流平衡的损失，使得所述磁化电流可以包括高幅度尖峰。

术语“相间变换单元”可以具体地表示适于例如将电压信号或电流信号从第一电平变换至第二电平的任何变换单元。具体地，第一电平可以是高电压电平或高电流电平，并且第二电平可以是低电压电平或低电流电平，其中，命名“第一”和“第二”能够互相互换。具体地，术语“相间变换单元”可以与术语“相间电抗器”、“桥间变换单元”和/或“桥间电抗器”相同地使用，其中，术语“相间”和“桥间”可能分别缩写为“IPT”和“IBT”。具体地，相间变换单元可以包括变换器。

根据以上定义的本发明的示例性方面，可以提供一种用于电压转换器件的PWM控制设备，其中，所述PWM控制设备可以包括：饱和控制单元，其可以解决对所述电压转换器件的相间变换单元的磁化电流的不期望波形修改。所述相间变换单元中的每一个可以包括经由磁芯构件（具体地经由矩形铁元件）彼此磁耦合的初级线圈和次级线圈，其中，所述相间变换单元的初级线圈和次级线圈布置在所述矩形铁元件的相对支路上。所述电压转换器件可以包括所述相间变换单元的环形配置或循环级联配置，其中，所述相间变换单元中的每一个的初级线圈可以电连接至所述相间变换单元中的另一个的次级线圈。

为了解决对所述相间变换单元的磁化电流的波形修改，具体地，解决所述相间变换单元的磁化电流的偏移，可以提供饱和控制单元，其中每个饱和控制单元基于所述相间变换单元的磁化电流的检测到的最小值、检测到的最大值和估计出的偏移值来生成饱和控制信号。所述饱和控制单元可以适于输出针对所述相间变换单元的饱和控制信号。具体地，一个磁化电流可以由一个相间变换单元生成，并且，该磁化电流可以被馈送至一个饱和控制单元。由所述一个饱和控制单元输出的饱和控制信号可以用作所述饱和控制单元可对其磁化电流进行操作的相间变换单元的反馈。

具体地，在所述电压转换器件可以包括两个电压转换单元和一个相间变换单元的情况下，所述PWM控制设备可以包括一个磁化电流确定单元和一个饱和控制单元。

具体地，在所述电压转换器件可以包括多于两个电压转换单元的情况下，则电压转换单元、相间变换单元、磁化电流确定单元和饱和控制单元的数目可以彼此相同。

具体地，所述饱和控制信号生成单元可以适于对所述磁化电流的有符号的最小值和有符号的最大值进行求和，并从求和后的最小和最大值减去所述磁化电流的估计出的偏移值。因此，可以识别对所述磁化电流的波形修改的测量。

具体地，所述最小值检测单元和所述最大值检测单元可以适于在每个循环PWM时间周期内确定所述磁化电流的最小值或谷和最大值或峰。

所述饱和控制单元可以是物理单元，或者可以是由计算机提供的功能。具体地，可以提供一个实现所述PWM控制设备的所有饱和控制单元的功能的计算机。具体地，可以提供至少一个实现所述饱和控制单元中的至少一个的功能的计算机，其中，计算机的数目可以小于或者可以等于所述PWM控制设备的饱和控制单元的数目。

因此，可以实现所述电压转换器件的改进操作，其中，可以解决所述相间变换单元的饱和效应，具体地，所述相间变换单元的磁芯构件的饱和效应。此外，并联在一起的多个电压转换器件的交互可以示出改进特性。

接下来，将说明用于相间变换单元的饱和控制单元的其他示例性实施例。然而，这些实施例也适用于用于电压转换器件的PWM控制设备。

所述饱和估计单元可以包括用于输出所述磁化电流的积分值的积分单元。具体地，所述积分单元可以适于在时间周期上对所述磁化电流进行积分。具体地，时间周期可以由其中所述磁化电流的波形可以重复的循环时间跨度来确定。因此，可以获得对所述磁化电流的（DC）偏移值的估计，这是由于不包括（DC）偏移值的磁化电流包括关于时间对称的波形，其中，所述磁化电流的最小值和最大值在幅度上是相等的，具体地，其中最小值和最大值包括具有不同符号但相等数字的值。

所述饱和估计单元可以包括用于关于循环时间周期的长度归一化所述积分值的归一化单元。具体地，所述归一化单元的值可以是固定的，从而可以对所述积分值应用恒定归一化因子，具体为与时间无关的归一化因子。因此，可以获得DC偏移值的平均值。

所述饱和估计单元可以包括用于使归一化后的积分值增益的增益单元。具体地，使一个值增益可以包括：将该值与另外的增益值或增益系数相乘；使用所述增益值来放大或衰减所述值或者针对所述值确定增益值并将该增益值应用于所述值。具体地，所述增益单元可以适于将归一化后的积分值乘以因子N，具体地乘以0与1之间的因子N。更具体地，所述因子N可以等于1/2。具体地，所述增益单元的值可以是固定的，从而可以对归一化后的积分值应用恒定因子N，具体为与时间无关的因子N。所述增益单元可以被布置在饱和控制信号生成单元的上游。所述增益单元可以将所述积分值校正为所述磁化电流的（DC）偏移值的倍数。

所述饱和控制单元还可以包括用于对所述饱和控制信号进行采样并输出经过采样的饱和控制信号的采样单元。在将所述磁化电流的检测到的最小值、检测到的最大值和估计出的偏移值进行组合之后，可以对所获得的饱和控制信号进行采样，从而可以将时间信息提供给至少一个相间变换单元。具体地，所述饱和控制单元的输出（所获得的饱和控制信号）可以用于修改至少一个电压转换单元的输出电压，具体地，修改用于改变至少一个相间变换单元的操作条件的电压转换单元的输出电压。

具体地，所述最小值检测单元和所述最大值检测单元可以适于通过分别确定所述磁化电流的局部或全局最小值和局部或全局最大值来检测最小值和最大值。具体地，当检测到所述磁化电流的最小值和最大值时，可以将所述最小值检测单元和所述最大值检测单元设置为这些检测到的值。

所述最小值检测单元可以适于被重置为最小重置值，并且，所述最大值检测单元可以适于被重置为最大重置值。具体地，所述最小重置值和所述最大重置值可以彼此相同。具体地，所述最小重置值和所述最大值可以根据对所述磁化电流的波形修改而彼此不同。具体地，所述最小重置值和所述最大重置值可以就幅度而言彼此相同，其中，所述最小重置值和所述最大重置值可以包括不同符号但相等数字。具体地，所述最小重置值和所述最大重置值可以是接近于零的（一个或多个）值，然而，所述最小重置值和所述最大重置值可以是与零不同的（一个或多个）值。具体地，（一个或多个）重置值可以被选择，以便补偿对检测到的磁化电流的波形修改，具体地，检测到的磁化电流的（DC）偏移值。具体地，根据对检测到的磁化电流的波形修改，具体地检测到的磁化电流的（DC）偏移值，所述最小重置值和/或所述最大重置值可以是正的或负的。具体地，对所述最小值检测单元和所述最大值检测单元的重置可以是同时或连续执行的。具体地，对所述最小值检测单元和/或最大值检测单元的重置可以是在输出经过采样的饱和控制信号时执行的。具体地，对所述最小值检测单元和/或最大值检测单元的重置可以是在生成饱和控制信号时执行的。具体地，对所述最小值检测单元的重置可以是在所述磁化电流可以包括最大值时（尤其在所述最大值检测单元可以检测到最大值时）执行的。具体地，对所述最大值检测单元的重置可以是在所述磁化电流包括最小值（尤其在所述最小值检测单元可以检测到最小值时）执行的。具体地，所述最小值检测单元和/或最大值检测单元的重置次数可以与所述电压转换单元的切换频率相符合。由于对所述最小值检测单元和/或所述最大值检测单元的重置，可以提供所述最小值检测单元和/或所述最大值检测单元的改进的检测能力，从而关于所述磁化电流的（DC）偏移值改进所述饱和控制信号的准确度。

具体地，所述最小值检测单元可以适于被重置为正极值，所述正极值可以比曾经预期的所述磁化电流的最正值大得多，并且，所述最大值检测单元可以适于被重置为负极值，所述负极值比曾经预期的所述磁化电流的最负值小得多。

具体地，所述积分单元可以适于在输出积分值之后被重置为积分重置值，具体地为零。具体地，对所述积分单元的重置时间上可以是以周期执行的，具体地，与所述电压转换单元的切换频率相关地执行。因此，可以防止对下一积分值的不期望的错误积分，其中，在生成另一积分值之前，可以消除或删除输出的积分值或者将输出的积分值重置为积分重置值。

所述饱和控制单元可以包括：另一增益单元，用于使被输入到所述另一增益单元的输入信号增益。具体地，使一个值增益可以包括：将值与另一增益值或增益系数相乘；使用增益值来放大或衰减所述值或者针对所述值确定增益值并将该增益值应用于所述值。所述另一增益单元可以被布置在所述采样单元的上游或下游，从而分别使饱和控制信号或经过采样的饱和控制信号增益。所述增益单元可以适于使用固定增益值（具体为与时间无关的增益值）来使其输入信号增益。所述增益单元可以适于使用可变增益值（具体为可相应地调整的与时间有关的增益值）来使其输入信号增益。

可以提供用于平滑所述磁化电流的平滑单元，以便解决被叠加在所述磁化电流上的背景噪声。具体地，背景噪声可以向与时间有关的磁化电流的磁化电流值添加移位，使得所述与时间有关的磁化电流的波形可以偏离所述磁化电流的“平滑”或理想波形。具体地，所述平滑单元可以是所述最小值检测单元、所述最大值检测单元和/或所述积分单元的一部分，或者可以是被布置在所述最小值检测单元、所述最大值检测单元和/或所述积分单元的上游的至少一个无关单元。具体地，对所述磁化电流进行平滑可以包括：沿N个样本的移动窗口进行移动窗口平均，具体地，在时间窗口内对所述磁化电流求平均。样本可以是磁化电流值。所述窗口的长度可以包括其中可应用平滑操作的时间间隔的长度。窗口长度可以根据所述磁化电流的波形在不同平滑操作期间变化。具体地，对所述磁化电流求平均可以包括：在所述时间间隔内对磁化电流值进行求和；以及关于求和后的磁化电流值的数目，归一化求和后的磁化电流值。具体地，对所述磁化电流进行平滑可以包括：在时间间隔上对所述磁化电流进行积分；以及针对所述时间间隔内的样本或磁化电流值的数目以及所述时间间隔的长度，归一化积分后的磁化电流；其中，具体地，积分限可以是零以及等于所述时间间隔中的磁化电流值的数目乘以所述时间间隔的长度。

接下来，将说明用于电压转换器件的PWM控制设备的其他示例性实施例。然而，这些实施例也适用于用于相间变换单元的饱和控制单元。

可以针对所述相间变换单元之一提供一个磁化电流确定单元，从而允许补偿所述电压转换器件的相间变换单元中的每一个的饱和效应。

所述磁化电流确定单元中的每一个可以适于确定所述电压转换单元中的一个的电流与所述电压转换单元中的另一个的电流之间的差电流，其中，所述饱和控制单元中的每一个可以适于输出针对所述电压转换单元中的一个和所述电压转换单元中的另一个的饱和控制信号。具体地，可以彼此相同地设计所述相间变换单元，其中，所述相间变换单元的初级线圈和次级线圈的特性（具体为绕组的数目和材料）可以彼此相同。因此，在所述初级线圈和所述次级线圈中感应的电流的幅度可以彼此相同，这是由于所述初级线圈和所述次级线圈中的感应损耗可以彼此相同。因此，相间变换单元的磁化电流可以对应于作为由所述电压转换单元中的一个输出的电流与由所述电压转换单元中的另一个输出的电流之间的差而获得的差电流。此外，用于所述相间变换单元的饱和控制信号可以用于控制所述电压转换单元，从而可以通过由所述电压转换单元调解所述相间变换单元的饱和控制来实现所述相间变换单元的饱和控制。具体地，由一个饱和控制单元输出的饱和控制信号可以用作对驱动所述饱和控制单元可对其磁化电流进行操作的一个相间变换单元的两个电压转换单元的反馈。

所述PWM控制设备还可以包括信号组合单元，其中，所述信号组合单元中的每一个可以适于将所述饱和控制单元中的一个的饱和控制信号与所述饱和控制单元中的另一个的饱和控制信号进行组合，并可以适于输出针对所述相间变换单元（例如，针对驱动所述相间变换单元的电压转换单元之一）的组合信号（例如，作为反馈）。由于所述相间变换单元的环形配置或循环级联配置，因此可以实现两个相间变换单元的电流相关，所述两个相间变换单元的初级线圈可以分别电连接至所述电压转换器件中的一个和所述电压转换器件中的另一个。

所述饱和控制单元中的一个的饱和控制信号与所述饱和控制单元中的另一个的饱和控制单元的信号组合可以包括信号相减。通过利用信号相减将两个不同饱和控制单元的两个饱和控制信号进行组合，可以在所述两个相间变换单元之间提供电流或负载平衡，所述两个相间变换单元的磁化电流可以用作所述饱和控制单元的操作的基础。具体地，可以关于所述两个相间变换单元的磁化电流的差重新调整这两个相间变换单元的负载。具体地，可以提供所述组合单元的环形配置，这是由于所述组合单元中的每一个可以适于对所述饱和控制单元中的一个的饱和控制信号和所述饱和控制单元中的另一个的饱和控制信号进行操作。

所述PWM控制设备还可以包括比较单元，其中，所述比较单元中的每一个都可以适于将参考信号与所述组合信号中不同的一个进行比较，并输出针对所述相间变换单元之一的比较信号，具体地，针对所述电压转换单元中的一个和所述电压转换单元中的另一个的比较信号。因此，提供了对所述电压转换器件的PWM控制或适配或重新调整，其中，所述相间变换单元的饱和的补偿或抵消可以是PWM控制的一部分。参考信号可以由至少一个载波生成单元提供。具体地，可以针对一个比较单元提供一个载波生成单元。可以实现针对所述电压转换单元中的一个和所述电压转换单元中的另一个的比较信号馈送，其中，可以将所述比较信号分割为彼此相移的两部分。具体地，可以在两个分割的信号路径之一中提供相移元件。

具体地，电压转换单元的数目、相间变换单元的数目、磁化电流确定单元的数目、饱和控制单元的数目、组合单元的数目、比较单元的数目、载波生成单元的数目和相移元件的数目可以彼此相同。

所述PWM控制设备还可以包括：幅度总负载电流控制单元，其可以适于对幅度总负载电流进行操作并可以适于向所述组合单元中的每一个输出幅度总负载电流控制信号（例如，根据作为dc链路电压或输出电压的百分比的调制级别来确定尺度的信号）。具体地，由所述组合单元执行的信号组合可以包括：将所述幅度总负载电流控制信号（具体地，电压信号）加到所述饱和控制单元中的一个的饱和控制信号与所述饱和控制单元中的另一个的饱和控制信号之间的差。因此，可以提供对所述相间变换单元中的每一个的总负载电流的绝对值或幅度的重新调整，其中，可以实现所述相间变换单元的磁化电流相对于总负载电流的相关（具体地，平衡）。

所述PWM控制设备还可以包括：总负载电流确定单元，其可以适于基于所述电压转换单元的负载电流来确定总负载电流，并可以适于输出总负载电流；以及幅度总负载电流确定单元，其可以适于确定参考总负载电流与所述总负载电流之间的差，并可以适于输出所述幅度总负载电流。参考总负载电流可以是负载电流的设置点，具体地，随时间恒定的电流值，使得可以实现对所述总负载电流的绝对值或幅度的重新调整。具体地，可以实现所述电压转换单元的电流彼此的控制或适配或重新调整。

具体地，所述总负载电流确定单元可以适于基于各个电压转换单元的负载电流来确定所述总负载电流。具体地，所述总负载电流可以是所述电压转换单元的负载电流的和。具体地，电压转换单元的负载电流可以与由所述电压转换单元输出的电流相同。

具体地，所述幅度总负载电流确定单元可以是：幅度总负载电流误差确定单元，其可以适于确定所述总负载电流相对于所述参考总负载电流的误差，并可以适于输出幅度总负载电流误差。具体地，幅度总负载电流误差可以与所述幅度总负载电流相同。

根据本发明的另一示例性方面，桥间变换器（IBT）可以用于首先在不增大各个电压转换单元的实际切换频率的情况下实现多个并联逆变器的有效切换频率的增大，并且其次实现所述多个并联逆变器的输出电流的平衡，以确保逆变器之间的均等负载分布。通过各个逆变器相位的谐波输出的适合相移，在（被连接到负载的）公共节点处看到的结果所得谐波频率可以至少没有每个逆变器的切换频率的一次谐波分量。以每个均具有大约2.5 kHz切换频率的四个逆变器模块为例，其中从彼此适合地相移且在具有IBT的阵列中连接在一起的各个PWM信号可以得到输出节点处与大约10 kHz相关的谐波，从而实现对公共节点处的大约2.5、大约5和大约7.5 kHz相关谐波的消除。

具体地，可以经由桥间变换器来耦合四个逆变器半桥，以形成一个或单个完整网络相位。

可以实现用于从IBT铁芯中的磁通移除DC分量的方法/算法，从而以这种方式来避免该芯的硬饱和。硬饱和可以破坏电流平衡以及于是负载分布，并且因此可能是不期望的。该芯的饱和还可以导致在公共节点处存在逆变器谐波（大约2.5 kHz、大约5kHz、大约7.5 kHz）的低阶谐波分量。

本发明所提出的示例性方面的目的可以是消除使IBT的铁芯饱和的风险。如果IBT芯中的磁通密度超过饱和界限，则可以通过例如强制磁通中的较大DC偏移来发生饱和。

在现实世界系统中，电流测量设备中的容限可以促成足够的误差以使该情况发生，这是由于容限（偏移）可能正是通过控制系统、以及甚至通过加强最初轻的饱和度来承载的。因此，从测量到的磁化电流移除DC分量可能变得重要。

在没有饱和的操作中，磁化电流（i_m）斜率可以是完美斜坡形状的（恒定斜率）。但是，当可以发生饱和时，电流斜率可以开始增多地在磁化电流中引入高振幅尖峰。

可以使用电当量来描述IBT和对应的电压以及磁化电流波形。

根据本发明的本示例性方面，可以提供一种磁饱和控制方案，其本身可以是负责同时控制负载电流和磁化电流二者的总体电流控制系统的一部分。该系统可以是在环形配置中配置的并可以应用于任意数目的从2个以及以上的并联逆变器。

在下文中，可以描述两个并联逆变器的完整控制系统，以说明类似地用于四个并联逆变器的基本操作。这里，环形配置可以是明显的。

负载电流控制器可以暴露于实际负载电流（所有逆变器输出电流之和）与总负载电流参考值之间的差。可以以相等的极性将来自该控制器的输出信号前馈至每个比较器块。

饱和控制单元可以暴露于两个相邻逆变器输出电流之间的差，因为这可以等于磁化电流i_m。然后，可以从上部逆变器负载电流控制信号减去来自各个控制器的输出信号，并将来自各个控制器的输出信号加到下部逆变器负载电流控制信号。因此，如果上部逆变器比下部逆变器承载更高的负载电流，则可以生成正控制信号，并且可以从上部逆变器控制信号减去该正控制信号以补偿下部逆变器的电流差，并且反之亦然。如果不存在峰值中的差，则可以不应用补偿。

根据本发明的本示例性方面，饱和控制可以由饱和控制单元在每个PWM子循环期间在四个事件中执行。可以使用以下事件：第一，对磁化电流的峰值和谷值进行检测并求和；第二，估计磁化电流DC分量；第三，基于峰值和谷值以及DC分量来计算控制信号；以及第四，对结果所得的控制信号进行采样和保持。

电流DC分量可以等于每个PWM循环期间的平均值电流，并且，这可以通过在一个PWM周期上进行积分并除以周期时间而获得。

在移除DC分量之后，信号可以仅包含测量信号的AC部分。可以在移除DC分量期间保留由于饱和而引起的电流尖峰，这对于根据本发明的示例性方面的方法和/或器件来说可能是重要的，这是由于控制可能仅对磁饱和敏感。

根据磁化电流信号，可以在每个整个PWM周期内记录峰和谷。在不存在饱和时，峰和谷可以具有相同幅度，这是由于可以移除DC分量并且然后电流可以处于平衡。因此，当可以对峰值和谷值进行求和时，结果可以是零并且可以不执行控制动作。在可以存在饱和的另一种情况下，峰和谷绝对值可以不相等，这是由于在饱和的半个循环中斜率增大。当可以对峰值和谷值进行求和时，结果可以变为非零并且可以执行控制动作。

控制信号的极性可以始终遵循饱和电流尖峰的极性，并且因此始终提供关于可能必须在哪一侧应用控制动作的独特且充分的信息，以再次控制和平衡磁化电流。

与饱和相关控制的一个显著优势可以是：IBT可以被设计为永久地在饱和边缘处进行操作，并且因此允许对IBT芯材料的完整利用，这是由于可能不需要用于抵消DC分量的大净空（head room）。事实上，如果提供了大净空，则在将认识到该情况的该控制系统中可能不存在操作，并且可以使用净空，并且磁化电流以及因此磁通可以仅在正或负饱和的边缘上找到稳态条件。

可以如下描述运行最小值/最大值磁化电流检测器：该运行最小值/最大值检测器可以被利用来在每个PWM周期期间捕获磁化电流的峰和谷。对于两并联逆变器方案，峰和谷可以始终出现在固定时间处。因此，在这种情况下，固定采样时间可能足以捕捉峰和谷，并且这可以直接根据逆变器PWM模式而确定。

但是，对于具有三个或更多个具有相位位移载波的并联逆变器的情况，则由于饱和，峰和谷可能不出现在固定时刻处，而是可以根据饱和可以多么严重而随时间移动。因此，可以使用运行检测器来取代固定时间采样。

随着时间段可能已经过去，在可以预期各个峰和谷出现的地方以及在可以生成控制信号之后，可以将检测器重置为适当值。在其中峰和谷可以出现在零的每一侧的正常条件下，重置值可以被足够选择为零。在其中由于较大电流DC或LF分量而使得峰和谷二者可能均为正的情形下，重置为零可能是不够的。在此处，来自重置的零值可以被视为全局最小值。由于可能未检测到实际谷值，因此可能生成错误的控制信号。

为了确保正确的检测，可以以甚至在预期最坏情况的情形下可能足够的极性和值应用重置值。该重置值可以被设置为正常条件峰值和谷值的相反极性以及被设置为高的值。

可以描述从有噪测量提取峰值和谷值如下：

磁化电流波形可以是不包含任何背景噪声的所有理想波形。根据物理布局和测量设备噪声免疫，现实世界电流测量波形可以包含给定量的噪声。

在根据本发明的示例性方面的控制方案中，单个样本值可能要由最小值和最大值检测器检测，使得其易受背景噪声影响，这是由于特定样本可能显著偏离实际值，从而导致错误的校正。为了抵消对背景噪声的敏感度，可以将移动平均应用于从测量设备测量的信号。

移动平均关系可以由下式描述：

这里，N可以是窗口内的样本数目，并且T_S可以是样本周期。

作为额定切换频率（PWM频率）为大约2.5 kHz的方案的一个可能实施例，大约10 μs至大约20 μs的平均窗口周期于是可以是适当的设置。

根据本发明的示例性方面，可以提供以下内容：可以通过从测量到的磁化电流移除DC偏移并仅集中于磁化电流的可承载与饱和相关的信息的峰值和谷值来减小由测量设备中的容限引入且归因于uP/FPGA等中的量化信号路径的最终DC或LF（低频）偏移的影响。根据本发明的示例性方面的方法和/或器件可以对饱和敏感—仅在峰值和谷值的绝对值可能存在差的情况下应用补偿。如果未测量到饱和，则不执行补偿动作。

作为结论，可以描述一种用于在多个并联的逆变器系统中的桥间变换器中从磁化电流移除DC分量的控制方案。该方案可以是模块化的并可以适用于由IBT耦合在一起的任意数目的并联逆变器。该方案可以通过以下操作来工作：在可以移除DC分量之后将测量到的磁化电流中的峰值和谷值进行比较。该方案可以是饱和敏感的—当可能不发生饱和时，这可能意味着零控制信号并且可以不应用补偿。峰值和谷值可以由最小值和最大值检测器检测。通过重置这些检测器，可以考虑在电流中具有高DC分量的后果。可以通过沿N个样本的移动窗口应用移动窗口平均来采取用于解决测量电流中的背景噪声的手段。

附图说明

根据下文描述的实施例的示例，本发明的以上定义的方面和其他方面变得显而易见，并且参照实施例的示例来说明这些方面。在下文中将参照实施例的示例来更详细描述本发明，但本发明不限于这些实施例的示例。

图1图示了电压转换器件。

图2图示了图1中的电压转换器件的相间变换单元的电当量。

图3A图示了在图1中的相间变换单元的初级线圈上施加的电压的时间相关性。

图3B图示了在图1中的相间变换单元的次级线圈上施加的电压的时间相关性。

图3C图示了在相间变换单元的磁芯构件的非饱和以及饱和状态下图1中的相间变换单元的磁化电流的时间相关性。

图4图示了用于电压转换器件的根据本发明的示例性实施例的PWM控制设备。

图5图示了用于图1中的电压转换器件的根据本发明的示例性实施例的另一PWM控制设备。

图6图示了图5中的PWM控制设备的饱和控制器件。

图7A图示了图1中的相间变换单元的具有高电流尖峰的磁化电流的时间相关性。

图7B图示了图6中的饱和控制单元的积分单元的操作。

图7C图示了图6中的饱和控制单元的饱和控制信号生成单元的输出信号的时间相关性。

图7D图示了用于图1中的相间变换单元的饱和控制信号的时间相关性。

图8A图示了用于将磁化电流重置为零值的方案。

图8B图示了用于将磁化电流重置为非零值的方案。

图9图示了对磁化电流的平滑操作。

附图中的图示是示意性的。在不同附图中，相似或相同的元件提供具有相同参考标记。

具体实施方式

参照图1，示出了在发电中使用的用于输出单个相位电压信号的电压转换器件100。电压转换器件100包括彼此并联电通信的4个电压转换单元102a-d。电压转换单元102a-d中的每一个包括切换元件104a-d、106a-d。电压转换单元102a-d中的每一个的输出108a-d电连接至4个相间变换单元110a-d中不同的一个。相间变换单元110a-d中的每一个包括由磁芯构件114a-d彼此磁耦合的初级线圈112a-d和次级线圈113a-d。相间变换单元110a-d的初级线圈112a-d和次级线圈113a-d彼此相同。相间变换单元110a-d以循环级联或环形配置布置并适于输出变换后的电压信号。相间变换单元110a-d中的每一个的初级线圈112a-d电连接至相间变换单元110a-d中的另一个的次级线圈113a-d。相间变换单元110a-d中的每一个的次级线圈113a-d电连接至公共输出115。经由电感118和开关120将由公共输出115输出的输出电压传送至负载116。

图2示出了图1中的相间变换单元110a的电当量。

将输入电压V₁施加至相间变换单元110a的初级线圈112a在相间变换单元110a的初级线圈112a中感应出输入电流i₁。如图3A所示，所施加的电压V₁包括脉冲长度为T_SW的占空比。在相间变换单元110a的次级线圈113a上施加电压V₂。所施加的电压V₂的占空比相对于输入电压V₁的占空比在时间上位移了时间跨度（图3B）。从而，在磁化电感L_m中感应磁化电流i_m。生成等于有符号电流i₁和有符号电流i₂之和的磁化电流i_m，即，i_m = i₁ + i₂，其中i₁和i₂包括不同符号。

在相间变换单元110a的操作中，对磁芯构件114a进行磁化，其中，在磁芯构件中感应磁通密度，其中，磁通密度示出了磁滞。在图3C中被指示为曲线306的磁化电流i_m是关于其半个循环时间周期对称成形的。磁化电流306的波形在时间上于循环时间周期中重复，并示出了完美斜坡形状的斜率。

通过在磁化电流310的波形中强制DC偏移值308（图3C），磁芯构件114a可以达到饱和状态。此外，磁化电流310包括由铁芯的磁滞而产生的高幅度尖峰312。

为了补偿归因于DC偏移值308而改变的磁化电流310的波形，提供了一种PWM控制设备。

参照图4，示出了用于电压转换器件的脉冲宽度调制（PWM）控制设备400。该电压转换器件是以与图1中的电压转换器件相同的方式设计的，然而包括仅2个电压转换单元和仅1个相间变换单元。也有可能使用2个相间变换单元。

PWM控制设备400包括：总负载电流确定单元402，即相加单元，其适于将由2个电压转换单元的输出108a、108b输出的电流i_a、i_b相加并输出总负载电流i_tot。此外，设备400包括：磁化电流确定单元404，其适于确定由输出108a、b提供的电流i_a、i_b的差电流i_diff(ab)。该差电流i_diff(ab)与相间变换单元的磁化电流相同。

幅度总负载电流误差检测单元406电连接至总负载电流确定单元402，并适于从参考总负载电流i_ref减去总负载电流i_tot。幅度总负载电流控制单元408电连接至幅度总负载电流误差确定单元406，并适于输出幅度总负载电流控制信号。

饱和控制单元410电连接至磁化电流检测单元404，并适于输出饱和控制信号。

组合单元412a、b电连接至幅度总负载电流控制单元408和饱和控制单元410，并适于将幅度总负载电流控制信号和饱和控制信号进行组合并且输出组合信号。具体地，组合单元412a适于从幅度总负载电流控制信号减去饱和控制信号。组合单元412b适于将饱和控制信号和幅度总负载电流控制信号相加，以便在发生不平衡时平衡磁化电流。

提供了载波生成单元416a、b，并且该载波生成单元416a、b适于输出要被馈送至比较单元418a、b的载波信号或参考信号。比较单元418a、b也电连接至组合单元412a、b。比较单元418a、b适于将载波信号与由组合单元412a、b分别提供给彼此的组合信号进行比较，并将比较信号输出至电压转换单元102a、b。此外，将电压转换单元102a、b中的每一个的比较信号分割为2个部分，其中，针对电压转换单元102a、b中的每一个在2个信号路径之一中提供相移元件420a、b，使得开关104a、b的相位相对于开关106a、b的相位移位。

在设备400的操作中，磁化电流由磁化电流检测单元404生成。将所生成的磁化电流馈送至生成饱和控制信号的饱和控制单元410，其中将所述饱和控制信号馈送至组合单元412a、b。

总负载电流i_tot由总负载电流确定单元402生成，其中，对由输出108a、b输出的电流i_a、i_b求和。将总负载电流i_tot馈送至幅度总负载电流误差确定单元406，从而生成负载电流误差。将幅度总负载电流误差馈送至幅度总负载电流控制单元408，该幅度总负载电流控制单元408生成幅度总负载电流控制信号。将幅度总负载电流控制信号馈送至组合单元412a、b。

将由组合单元412a、b提供的组合信号馈送至比较单元418a、b，并将这些组合信号与由载波生成单元416a、b提供的载波信号进行比较。将由比较单元418a、b提供的比较信号馈送至电压转换单元102a、b的开关104a、b、106a、b。

图5示出了用于图1中的电压转换器件100的PWM控制设备500。

设备500是设备400的扩展。设备500包括相等数目的磁化电流确定单元404a-d、饱和控制单元410a-d、组合单元412a-d、比较电压418a-d、载波生成单元416a-d、作为多个相间变换单元110a-d的相移元件420a-d、以及多个电压转换单元102a-d。

因此，磁化电流确定单元404a-d中的每一个适于确定磁化电流i_m，该磁化电流i_m对应于电压转换单元102a-d的输出108a-d之间的差电流i_diff(ab)、i_diff(bc)、i_diff(cd)、i_diff(da)。总负载电流确定单元402适于将由电压转换单元102a-d的输出108a-d输出的电流i_a、i_b、i_c、i_d相加并输出总负载电流i_tot。

一个幅度总负载电流控制单元408被布置在幅度总负载电流误差确定单元406的下游，并适于将幅度总负载电流控制信号输出至4个组合单元412a-d。

提供了4个饱和控制单元410a-d，它们中的每一个都适于对磁化电流i_diff(ab)、i_diff(bc)、i_diff(cd)、i_diff(da)中不同的一个进行操作并输出要馈送至2个不同组合单元412a-d的饱和控制信号。

组合单元412a-d中的每一个适于对幅度总负载电流控制单元408的输出信号和饱和控制单元410a-d中的两个的饱和控制信号进行操作。例如，组合单元412a适于将幅度总负载电流控制信号加到由饱和控制单元410d提供的饱和控制信号并减去由饱和控制单元410a提供的饱和控制信号。此外，组合单元412b适于将幅度总负载电流控制信号加到由饱和控制单元410a提供的饱和控制信号并减去由饱和控制单元410b提供的饱和控制信号。

比较单元418a-d中的每一个都适于对组合信号中不同的一个和由载波生成单元416a-d生成的载波信号中不同的一个进行操作。此外，比较单元418a-d中的每一个都适于输出被分割为2个信号的比较信号，这2个信号之一由相移元件420a-d在将信号馈送至电压转换单元102a-d的开关104a-d、106a-d之前被相移。

参照图6，更详细描述图5所示的饱和控制单元410a。

饱和控制单元410a适于对磁化电流i_m进行操作，该磁化电流i_m等于由电压转换单元102a、b的输出108a、b输出的电流i_a、i_b的差电流。饱和控制单元410a包括最小值检测器602、最大值检测器604、用于确定磁化电流的DC偏移值的饱和估计单元606（图3C）、以及饱和控制信号生成单元608。最小值检测器602、最大值检测器604和估计单元606被布置为彼此并联。最小值检测单元602适于确定循环时间周期内磁化电流的最小值。此外，最大值检测单元604适于检测循环时间周期内磁化电流的最大值。信号生成单元608适于对检测到的最小值、检测到的最大值求和并减去经过采样的DC偏移值。

饱和估计单元606包括用于确定磁化电流的DC偏移值的积分单元610、用于归一化所确定的DC偏移值的归一化单元612、以及增益单元614。积分单元610适于在循环时间周期上对磁化电流进行积分。归一化单元612适于对积分单元610的输出信号进行操作并关于循环时间周期T_SW归一化所输出的积分值。增益单元614被固定为值2，并且，输出是在将归一化后的DC偏移值馈送至饱和控制信号生成单元608之前的归一化后的积分值。

采样单元616被布置在饱和控制信号生成单元608的下游，并适于关于时间周期对饱和控制信号进行采样。

参照图7A至7D，将说明饱和控制单元410a的操作。最小值702和最大值704由最小值和最大值检测器602、604根据磁化电流706的波形来确定，并被馈送至饱和控制信号生成单元608。此外，磁化电流的DC偏移值708是通过在循环时间周期上对磁化电流706进行积分来确定的，其中磁化电流706的波形在所述循环时间周期中重复。积分操作的下限和上限710、712对应于循环时间周期的起始点710和循环时间周期的结束点712（图7B）。对所获得的积分值进行归一化，其中，积分值除以循环时间周期的长度T_SW。此外，归一化后的积分值乘以因子2（图7C）。对最小值702和最大值704求和，并从该和减去所估计的DC偏移值，从而形成信号（图7C）。此外，在获得DC偏移值之后重置最小值和最大值检测单元602、604以及积分单元610。对所获得的控制信号进行采样（）并给出所获得的控制信号（图7D）。

参照图8A、B，说明对最小值检测单元602和最大值检测单元604的重置操作。当输出采样的饱和控制信号时，将最小值检测单元602和最大值检测单元604重置为重置最小值和最大重置值，其中，根据DC偏移值来适配重置值的幅度和符号。

图8A图示了对最小值和最大值检测单元602、604的不充分重置。磁化电流802示出了正DC偏移值，使得磁化电流802移位至正值并包括高幅度尖峰。最小值检测单元602的值由曲线804指示，并且最大值检测单元604的值由曲线806指示。最小和最大重置值808、810一致且为零。当磁化电流802示出最大值时重置最小值检测单元602，而当磁化电流802示出最小值时重置最大值检测单元604。在将最小值检测单元602重置为零之前，最小值检测单元602能够正确检测到磁化电流802的最小值。然而，在重置操作之后，最小值检测单元602并未正确检测到其他最小值。最大值检测单元604能够在重置操作之前和之后正确检测到磁化电流802的最大值。

图8B图示了对最小值和最大值检测单元602、604的充分重置。最小重置值808和最大重置值810包括相同幅度，其中，最小重置值808是正的，并且最大重置值810是负的。同样，在磁化电流802示出最大值时重置最小值检测单元602，而在磁化电流802示出最小值时重置最大值检测单元604。由于重置操作，最小值检测单元和最大值检测单元602、604二者能够正确检测到磁化电流802的最小值和最大值。

参照图9，可以在检测到磁化电流902的最小值和最大值之前应用对测量到的磁化电流902的平滑操作。因此，可以确定时间窗口904内测量点的平均值，从而获得平滑曲线906。因此，测量到的磁化电流902的背景噪声可以被较小地影响。

在给定的时间窗口904中，测量磁化电流902的多个N值，以便将测量到的磁化电流902的平均值计算为关于时间窗口904内测量点的数目N和采样周期T_S（即，时间窗口904的长度）归一化的与时间有关的磁化电流的积分。因此，平均的磁化值读为：

假定切换频率为2.5 kHz，那么时间窗口904的长度为大约10 μs至20 μs。