多输入/多输出的无线网络中用于通信信息频率偏移的系统和方法

摘要

本发明公开了一种通信系统，包括用于大容量切换网状网络的多输入/多输出(MIMO)结构。该MIMO结构具有多个射频链路。该多个射频链路的其中一个用于对输出信号的基础频率应用第一频率偏移，以生成第一发射频率；该多个射频链路中的另一个用于对基础频率应用第二频率偏移，以生成第二发射频率。该系统使用载波频率偏移将主子系统的时钟与从属子系统的时钟锁定，从而在MIMO数据流上进行带宽扩展。

说明书

技术领域

本发明涉及通信系统。更具体地，本发明涉及基于多输入/多输出的通信系统中用于通信信息频率偏移的系统和方法。

背景技术

在无线通信系统中，使用多输入/多输出系统(“MIMO”或“MIMO系统”)可以获得有效数据传输。简单地说，MIMO系统采用与多个物理发射天线关联的单发射机或多个链接发射机(“单链路”或“多链路”)，通过无线信道(radiochannel)同时发送多数据流(“信号”)。所述多数据流由与单接收机或多个链接接收机(“单链路”或“多链路”)关联的多个接收天线接收。

该系统使无线信道带宽得到更好的空间利用。从而获得较高吞吐量、提高的链路可靠性以及提高的频谱效率(spectral efficiency)。MIMO信道包括平坦衰落(flat fading)情况下不同对的发射与接收天线之间的信道脉冲响应或信道系数。本领域中已知的是，MIMO系统可建模为

y＝Hx+n    (公式1)

其中，x和y分别为发射符号矢量(sign vector)和接收符号矢量，n为信道噪声矢量，H为信道矩阵。

MIMO系统在室内环境中最为有用，其中墙壁、天花板和家具具有丰富的多路径环境，这样信道矩阵要考虑到多个独立和正交的脉冲响应或空间特征。在这种环境中，所述MIMO技术能依赖信道矩阵的正交元素(orthogonalelement)发射多并行独立数据流。高度散射环境(scattering enviroment)中部署的MIMO系统生成高秩H矩阵(high ranked H matrices)，这样即使使用低相关性天线，MIMO容量也较高。

为4G(第四代移动通信)IEEE 802.16eWiMAX(全球微波互联接入)系统开发的MIMO系统进行优化时考虑到两个中心目标：(1)最大化/优化频谱效率；以及(2)通过降低频谱效率，以动态方式实现覆盖增益(coverage gain)或覆盖范围(coverage reach)的提高。

对于移动电话(cellular)供应商，频谱为珍贵有限的资源，系统容量和吞吐量很大程度上限定了收益。因此，频谱效率对这些网络具有极大的重要性，其中根据携带带宽(carried bandwidth)来测量收益。移动电话提供商的运营费用中一个重要部分来源于每个蜂窝基站(cell site)的月租费。

保持现有蜂窝基站的覆盖也非常关键，因为业务普遍性是所有4G无线网络的要求，但是，传输信道带宽的增加会降低链路预算(link budget)，因此，小区范围会更小。移动电话提供商依赖MIMO技术和权衡到达小区边缘的容量的能力，以保持当前的小区覆盖。

到目前为止，作为推动MIMO系统发展的最大经济力量，移动电话提供商将行业焦点保持在基站(BS)和基站组(Sation Set，SS)设备的频谱效率和动态范围权衡，以及创新型天线系统上。WiMAX行业的人员熟悉用于覆盖增益的“矩阵A”——使用空时分组码(Space Time Block Code，STBC)将单数据流在两个独立的发射机-天线-接收机路径上并行传输，以编码两个数据流，使该两个数据流互相正交，从而提高接收机上的信噪比(SNR)，增加小区范围。为了增加容量，开发了“矩阵B”，其利用MIMO的空间复用(spatial multiplexing)来传输其吞吐量仅由H矩阵的秩和本机噪声本底特性所限制的独立数据流。

为IEEE 802.11n宽带局域网(WLAN)系统开发的MIMO系统进行优化时与蜂窝行业的4G系统具有相同的两个中心目标——最大化频谱效率和容量；以及，优化覆盖。但是，因为现在已将这些芯片组嵌入每台售出的便携式计算机以及所有新式蜂窝电话和个人数字助理(PDA)内，WLAN供应商对解决方案的大小、功率和成本提出了更高的行业要求。自不到十年之前引入第一批IEEE 802.11b无线电台后，WLAN解决方案提供商已获得了惊人的收益。随着WiFi标准从基于IEEE 802.11b(有效吞吐量为6Mbps)的11Mbps系统演变为IEEE 802.11a和IEEE 802.11g(有效吞吐量在25Mbps范围内)的54Mbps正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统，WLAN解决方案在容量和范围方面取得了进步。对于MIMO技术能良好运行的大多数家庭应用，具有MIMO的IEEE 802.11n的引入已经证明表现出300Mbps的峰值吞吐量和相当于100Mbps的有效吞吐量。

这些WLAN解决方案提供商集中精力降低成本，他们通过将芯片和射频(Radio Frequency，RF)发射机完全集成至一点，这样单芯片就能支持所有软件功能并能通过零中频(ZIF)结构进行发射和接收。这些单芯片解决方案功率的降低将迷你PCI的功率预算限制为3W左右，支持3×3IEEE MIMO 802.11n协议，具有范围为每信道17dBm的功率相对高的发射机，在膝上型计算机内或对于WLAN用户接入点(consumer access point)来说使用典型＜3dBi增益天线的情况下，该功率可高达每信道20dBm。这些WLAN供应商减少了对频谱效率的兴趣，并将信道大小从20MHz带宽增加到40MHz带宽。

虽然MIMO系统在室内或高度散射环境(该环境产生高秩H矩阵从而导致较高的MIMO容量)中运行最佳，但采用MIMO的蜂窝系统也部署在室外，通常用于视线(Line-of-Sight，LoS)或近视线(NLoS)的应用。10dBi至30dBi之间的高增益天线可用于长距离的点对点链路。本行业并不周知的是，无线电散射(也称为多路干扰)与天线的束宽(beamwidth)直接相关，因此，高增益窄束天线的多路干扰较低，与低增益宽束天线相同。这个不太明显的事实是合乎逻辑的，因为高增益天线具有窄的天线束宽，因此具有能接收强无线电信号的小孔径。实际上，这种窄孔径接收的信号传输相似的距离，导致最小的多路干扰。理解该事实的另一种方法是，对发射机生成的、接收天线接收的高能RF“脉冲”的接收加以考虑。所述脉冲将经过多个障碍物上的反弹，作为脉冲响应到达接收天线。直接对着脉冲源的具有窄孔径的接收天线将拒绝接收脉冲的任何较长延时回波，该脉冲往往来自没有与发射机直接成直线的来源。因此，室外高增益定向点对点MIMO系统不依赖多路分散或无线电散射作为增加空间H矩阵的秩的方法；但是，其他方法，包括空间隔离(spatial separation)和极化分集(polarization diversity)则是可能的。

移动电话供应商长期依赖空间隔离来实现室外环境中的天线分集接收机的多路反射的独立性。已发表了许多有关接收天线的空间分离的论文。一般来说，以低高度安装接收天线并且接收天线靠近反射和散射物时，需要一半波长或仅仅几英寸范围内的非常小的间隔，以实现信道多路独立性。但是，接收天线安装在高的塔或屋顶上时(像最通常的情况一样)，小的间隔不会显著降低多路信号的相关性，必须采用约为数米的大的间隔来获得无线信道的独立性。安装在屋顶、小区发射塔(cell tower)和其他高架结构上的大多数天线系统将分集式接收天线隔开2米或以上，以达到路径独立性，从而实现天线分集增益。MIMO接入系统可依靠相同的天线间隔，以提高总吞吐量。

还可利用极化分集实现无线信道的独立性。目前配备的大多数IEEE802.16e MIMO系统在每个天线中采用倾斜分集(slant diversity)，间隔2米的三个或三个以上的天线都可实现波束控制(beam steering)增益以及高秩信道矩阵H。遗憾的是，由于现有的天线配件(antenna attachment)的租赁协议，无线回程网络(wireless backhaul network)不能负担设间隔两米或两米以上的多个接收天线。这些租赁协议一般限制天线包括收发设备本身的总尺寸小于1ft×1ft×4ft。

另外，移动电话供应商进一步限制设备制造商用于回程用途的点对点无线电设备的总尺寸小于1ft×1ft×1ft，这已成为这种设备的行业“标准”。该项限制实际上限制了允许的天线增益，但是允许使用天线分集实现MIMO路径的独立性，并且允许高达2×2的矩阵。

对于无线电菲涅尔区(Fresnel zone)内没有障碍存在的可能性的LoS链路，天线极化分集非常有效。这种情况下，可用演绎法(priori)确定MIMO增益，使网络规划人员能使用1ft×1ft×1ft收发机精确限定无线电链路的数量以及该链路可达到的特定带宽。

对于经历随时间变化的反射的非LoS或近LoS点对点链路的情况，MIMO增益的特征较不明显，仅可作为最大可能吞吐量的一小部分。例如，雨后，如果信号穿过湿的植物，例如树木，利用天线极化分集形成的2×2MIMO传输将发生连续的极化旋转。菲涅尔区存在少量树木一般会导致发射机的信号强度降低10dB，即使在轻风可以比硬件算法更快地改变传播信道的情况中，也能处理和更新信道矩阵“H”以保持全吞吐量。因此，对于这些类型的链路，难以用网络容量规划来量化MIMO增益。

假定在量化2×2MIMO点对点无线链路的容量中存在困难，那么3×3或4×4MIMO解决方案的尝试就更具挑战性。理想条件下的这些较高MIMO解决方案传输的容量明显高于非MIMO解决方案，但其有效性受LoS和近LoS路径特性的定位问题所控制。没有为给定的天线间隔指定确定/最小MIMO增益的书面程序或准则，因此，安装人员和网络规划人员在部署MIMO无线电之前没有确定链路容量的精确方法。

最后，即使在LoS和天线隔离与间隔的最佳条件下，非授权频带内的干扰始终是一个问题。在多种环境下，非授权频带干扰可称为普通噪声本底，由几十个、几百个或几千个单独的地理上分散的源驱动，通常，仅几个来源处于支配地位。

大多数干扰源往往处于固定位置——例如，微波炉或数字增强无绳通信(DECT)无线电话、或者甚至弹球机的辐射。有些为移动式的，例如，蓝牙装置或膝上型计算机。一般来说，对于室外点对点网络，噪声本底实际上往往为静态的，但是当移动源引入到点对点微波链路周围，该噪声本底会发生突变。这些源不能由信道特定的MIMO无线链路充分地处理，因此单干扰源会对所有MIMO路径上的源产生影响。

因此，需要能够提供更大带宽和更高确定的可靠性的改进MIMO系统。还需要要求有限天线以在有限物理空间内具有可用性的MIMO系统。

在基于MIMO的技术中，例如，IEEE 802.11n Wi-Fi或IEEE 802.16eWiMAX，通过用于基带的常用晶体振荡器和用于转换为射频(RF)的常用本地振荡器(LO)，发射机设计为生成多输出数据流，其中最终RF信号处于相同频率下。基带和LO电路内的相位变化在所有MIMO射频信号上都相同，以致使MIMO接收机可从任何一个MIMO射频信号恢复定时(timing)，并将该定时应用给所有其他数据流。

例如，MIMO发射机利用具有百万分之+10(ppm)误差的晶体生成5GHz的多个MIMORF信号。该RF信号在以5GHz+10ppm＝5,000,050,000Hz下通过空气传输。MIMO接收机可使用具有-10ppm误差的晶体接收该多个RF信号，以致降频变换为4,999,950,000Hz的信号。在所有MIMO数据流上，基带上生成的信号将具有100,000Hz＝100kHz的频率误差，通过任何一个恢复的MIMO信号上的定时恢复函数能够容易地被跟踪和消除。

但是，如果系统将MIMO数据流的频率切换为不同射频，会出现新的问题。对这些不同RF流进行降频变换时，各个RF信号生成的每个MIMO数据流产生的误差(以Hz为测量单位)将是不同的。例如，采用移频器(frequency shifter)，2×2MIMO发射机使用具有+10ppm误差的晶体生成5GHz和6GHz的两个MIMO RF信号。这些RF信号将以5GHz+10ppm＝5,000,050,000Hz和6GHz+10ppm＝6,000,060,000Hz通过空气传输。MIMO接收机将利用具有-10ppm误差的晶体接收该两个RF信号，使降频变换在第一MIMO数据流和第二MIMO数据流上将分别具有4,999,950,000Hz信号和5,999,940,000Hz信号。基带上生成的信号将在第一MIMO数据流上具有100kHz的频率误差，在第二MIMO数据流上具有120kHz的频率误差。如果接收机从第一MIMO数据流获得定时恢复，第二MIMO数据流将具有120kHz-100kHz＝20kHz的误差。250μs数据包(packet)上所见的该20kHz误差将在OFDM星座进行5次完全旋转时出现，从而使任何调制率(modulation rate)下都不可能进行定时恢复。应注意的是，如上使用的+10ppm和-10ppm频率误差仅为了简化示例计算的目的而示出。典型的WLAN设备采用具有频率误差在+/-20ppm范围内的晶体。进一步，以上示例假设MIMO接收机从单个数据流获得定时恢复。如果MIMO接收机以每个数据流为基础获得其定时，那么如果MIMO接收机可支持相对大的频率变化，可忽略示例性20kHz频率误差。

因此，需要处理MIMO系统中频移RF流的不同降频变换的频率误差问题。

发明内容

本发明可达到这些和其他目标。其中，通信系统包括具有多个射频链路的多输入/多输出结构，其中，该多个射频链路的其中一个用于将频率偏移应用至输出信号的基础频率，以产生发射频率(transmitting frequency)。

一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括以下步骤：a)将该接收机的频率锁定至外部定时基准(external timing reference)；以及，b)将该发射机的频率锁定至外部定时基准。步骤a)和步骤b)中的每个步骤互相独立地进行。所述外部定时基准可包括全球定位系统(GPS)定时基准或IEEE1588定时基准。所述全球定位系统定时基准或IEEE 1588定时基准可配置为锁定至可变晶体振荡器(variable crystal oscillator)的频率。所述可变晶体振荡器可包括40MHz可变晶体振荡器。作为另一种选择，所述全球定位系统定时基准或IEEE定时基准可用于锁定多个收发机，以使该方法可用于点对点应用、点对多点应用以及多点对多点应用中的任何一种。所述IEEE 1588定时基准可配置为锁定至全球定位系统定时基准的频率。在另一个替代方法中，所述IEEE1588定时基准可配置为锁定至通信楼综合定时源(Building Integrated TimingSource，BITS)基准的频率。

另一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该接收机与控制器连接。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括：通过配置该控制器进行以下步骤，将该接收机的频率锁定至该发射机的频率：a)使用该发射机发射的并且该接收机接收的数据包生成载波频率偏移(CFO)估值；b)根据该载波频率偏移估值调整该接收机的基准频率；以及，c)重复步骤a)和步骤b)，直到生成的载波频率偏移估值基本等于零。所述控制器可包括开环控制器、闭环控制器、比例控制器、积分控制器、微分控制器以及卡尔曼滤波器中的至少一种。

另一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该发射机与控制器连接。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括：通过配置该控制器进行以下步骤，将发射机的频率与接收机的频率锁定：a)使用该接收机发射的并且该发射机接收的数据包生成载波频率偏移(CFO)估值；b)根据该载波频率偏移估值调整该发射机基准频率；以及，c)重复步骤a)和步骤b)，直到生成的载波频率偏移估值基本等于零。所述控制器可包括开环控制器、闭环控制器、比例控制器、积分控制器、微分控制器以及卡尔曼滤波器中的至少一种。

另一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该接收机与控制器连接。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括：通过配置该控制器进行以下步骤，将该接收机的频率锁定至该发射机的频率：a)使用该发射机发射的并且该接收机接收的数据包确定与该发射的数据包相关的误差；b)根据该确定的误差调整该接收机的基准频率；以及，c)重复步骤a)和步骤b)，直到确定的误差基本等于零。

另一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该接收机与控制器连接。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括：通过配置该控制器进行以下步骤，将该接收机的频率锁定至该发射机的频率：a)使用该发射机发射的并且该接收机接收的数据包确定与该发射的数据包相关的误差；b)根据该确定的误差调整该接收机的基准频率；c)重新发射该接收的数据包，确定该重新发射的数据包的相关更新误差；以及，d)重复步骤b)和步骤c)，直到确定的更新误差基本等于零。

又一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使接收机与发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括以下步骤：a)将该接收机的频率锁定至第一高精度基准频率；以及，b)将该发射机的频率锁定至第二高精度基准频率。该第一高精度基准频率和该第二高精度基准频率中的每个基准频率都采用具有加或减(plus-or-minus)百万分之5的最大频率误差的参照晶体(reference crystal)。

又一方面，本发明提供了一种在包括多输入/多输出(MIMO)结构的通信系统中使第一接收机与第一发射机、第二接收机与第二发射机同步的方法。该结构包括第一射频链路和第二射频链路。该通信系统用于收发具有预定频率间隔的至少两个信号。该方法包括以下步骤：a)利用预定频率间隔确定误差矢量幅度(error vector magnitude)的可接受范围；b)利用该确定的误差矢量幅度的范围确定相位变化的相应范围；c)利用该相位变化的确定范围确定时钟恢复误差(clock recovery error)的相应范围；以及，d)使用预定的实时控制算法，以将接收信号的载波频率偏移锁定到在时钟恢复误差的确定范围内。

所述至少两个信号中的每个信号可以具有在4.80GHz至6.00GHz范围内的载波频率。这种情况下，所述预定频率间隔可小于1.10GHz并大于0.90GHz；或者，所述预定频率间隔可小于50MHz并大于30MHz。在另一个替代方法中，所述至少两个信号中的每个信号可以具有在2.30GHz至3.90GHz范围内的载波频率。这种情况下，所述预定频率间隔还可小于1.10GHz并大于0.90GHz；或者，所述预定频率间隔可小于50MHz并大于30MHz。可利用选自由64正交调幅(64QAM)、256QAM和1024QAM组成的组中的一种技术调制至少两个信号中的每个信号。

所述步骤d)可进一步包括应用最小均方误差算法，以锁定载波频率偏移。或者，该步骤d)可进一步包括应用卡尔曼滤波算法，以锁定载波频率偏移。该步骤d)还可进一步包括：使用电压控制振荡器、全球定位系统(GPS)定时源、IEEE 1588定时基准源或炉控制温度补偿晶体振荡器中的一种，以应用所述算法。

另一方面，本发明提供了一种用于实现大容量切换网状网络(switched meshnetwork)的多输入/多输出(MIMO)数据流的带宽扩展的系统。该系统包括主子系统和从属子系统，该主子系统和从属子系统中的每个系统包括各自的发射机、各自的接收机和各自的本地振荡器。该系统用于接收至少具有第一载波频率的第一信号和具有第二载波频率的第二信号，该第一信号和该第二信号具有预定频率间隔。该系统用于通过使用实时控制算法使从属本地振荡器与主本地振荡器一致，该实时控制算法具有与预定频率间隔、误差矢量幅度确定的可接受范围以及相位变化和时钟恢复误差的相应范围相关的参数。

所述第一载波频率和所述第二载波频率中的每个频率的范围可以在4.80GHz至6.00GHz的范围内。这种情况下，所述预定频率间隔可小于1.10GHz并大于0.90GHz；或者，所述第一信号和所述第二信号中的每个信号的载波频率可小于50MHz并大于30MHz。在另一个替代方法中，所述第一载波频率和所述第二载波频率中的每个频率可以在2.30GHz至3.90GHz的范围内。这种情况下，所述预定频率间隔可小于1.10GHz并大于0.90GHz；或者，所述第一信号和所述第二信号中的每个信号的载波频率可小于50MHz并大于30MHz。可利用选自由64正交调幅(64QAM)、256QAM和1024QAM组成的组中的一种技术调制该第一信号和该第二信号中的每个信号。

所述系统可进一步用于通过使用最小均方误差算法或卡尔曼滤波算法使从属本地振荡器与主本地振荡器一致，以锁定载波频率偏移。所述系统可进一步包括电压控制振荡器，所述电压控制振荡器用于通过使用实时控制算法使从属本地振荡器与主本地振荡器一致。或者，所述系统可进一步包括全球定位系统(GPS)定时源、IEEE 1588定时基准源或炉控制温度补偿晶体振荡器中的其中一种，其中的任何一种都可以用于通过使用实时控制算法使从属本地振荡器与主本地振荡器一致。

附图说明

图1为根据本发明一个或多个实施例的用于进行信息无线通信的通信网络一部分的示意图；

图2为图1所示的包括在发射侧对基频应用独立频率偏移的多个射频链路的通信系统的示意图；

图3a和图3b为根据本发明一个或多个实施例的滤波电路的示意图；

图4为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧利用基础频率的射频链路和在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的一个或多个射频链路；

图5为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的多个单降频变换或增频变换射频链路；

图6为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧利用基础频率的射频链路和在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的一个或多个单降频变换或增频变换射频链路；

图7为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用相同频率偏移的多个链接射频链路；

图8为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用独立频率偏移并利用组合器组合发射信号的多个射频链路；

图9a为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括用于在接收侧创建虚拟天线的多个射频链路；

图9b为图9a所示的通信系统的一个进一步实施例的示意图；

图9c为图9a所示的通信系统的一个进一步实施例的示意图；

图9d为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图；

图10a为根据本发明一个或多个实施例的ZIF电路的示意图；

图10b为根据本发明一个或多个实施例的图10a的ZIF电路的示意图；

图10c为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10b的RF链路细节的示意图；

图10d为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10b的RF链路细节的示意图；

图10e为根据本发明一个或多个实施例的图10a的ZIF电路的示意图；

图10f为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10e的RF链路细节的示意图；

图10g为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10e的RF链路细节的示意图；

图10h为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10e的RF链路细节的示意图；

图11为根据本发明一个或多个实施例的通信网络一部分的透视图；

图12为图11所示的通信网络一部分的透视图，其中，用户通信装置在该网络中运行；

图13为根据本发明一个或多个进一步实施例的通过MIMO系统进行通信的多个信号的图解说明。

具体实施方式

在数字信号处理(DSP)水平，常规的多输入/多输出(MIMO)系统具有调整由多径环境导致产生的相位上的小差异和频率变化的能力。更特别地，MIMO系统一般情况下能负责多径环境的动态特性，该环境中反射元件(reflective element)相对彼此是移动的。一般来说，这种移动具有在步行速度范围内的速度，即，高达每秒2米。车辆的移动可以包括高达约每秒150米的范围内的速度。因此，假设f＝约6GHz(已知v＝f*λ，因此对于v＝c＝3×10⁸m/s，λ＝0.05m，那么对于Δv＝150m/s，Δf＝150/0.05＝3000Hz)，负责由车辆移动造成的频移(frequency shift)的MIMO算法必须考虑高达3000Hz的频移。

因此，虽然常规MIMO系统可进行适当水平的相位和频率调整，但是调整范围一般仅达到几千赫，以解决移动多径环境效应。另外，许多常规MIMO接收机具有设计余量，使得DSP算法可调整高达+/-5kHz的频率或相位变化。

但是，如上文示例所述，利用具有+10ppm误差的晶体产生5GHz和6GHz的两个MIMO RF信号的2×2MIMO发射机的移频器(frequency shifter)将在两个MIMO数据流之间引起20kHz的误差。如果晶体误差为20ppm，产生的频率误差则为40kHz。这种频率调整远远超出一般由移动多径环境造成的预期频率变化。因此，本发明的目的在于通过限定对MIMO RF流进行独立频移时产生的显著频率和相位变化的缓和方法来解决这个问题，从而增强吞吐量并确保具有可接受的低误差率的系统性能水平。

图1为根据本发明一个或多个实施例的用于进行信息无线通信的通信网络一部分的示意图。图2为图1所示的包括在发射侧对基频应用独立频率偏移(frequency offset)的多个射频链路通信系统的示意图。

通信网络20包括一个或多个通信系统100，大体如系统100a和系统100b所示，该系统100a和系统100b互相进行无线通信。但是，本发明并非特别限于无线通信，可包括目前已知的或尚待开发的任何其他通信方法和方式。

每个系统100，例如，系统100a、系统100b可作为通信装置、自动化装置等的一部分，可配置在接收机、发射机、收发电路或装置等内。例如，系统100，即，系统100a可集成在蜂窝电话即移动电话内，系统100b可集成在基站内。因此，系统100，即系统100a、系统100b都能发送和接收信号，具体如下所述。

系统100优选地利用多输入/多输出结构(“MIMO”或“MIMO系统”)运行，以有效地在网络20或任何其他相关或适用网络内将数据传输给另一个相似或可兼容的系统。根据目前已知的或尚待开发的任何适用的通信协议都可以实现通信。因此，网络20和/或系统100可采用任何IEEE 802.11协议或标准的频率和协议进行通信，该IEEE 802.11协议或标准包括但不限于：用作无线局域网(“WLAN”)的802.11a、802.11b、802.11g和/或802.11n；802.16d全球微波互联接入(“WiMAX”)、802.16e WiMAX；4G；基于无线电的第三代合作伙伴项目(“3GPP”)标准或第三代合作伙伴项目2(“3GPP2”)标准。

为了清楚简化如图1所示，第一系统100，例如，系统100a通过一个或多个发射天线在信道104中将多个数据流传输给网络20内或与网络20相关网络内的适当接收系统，例如第二系统100，例如，系统100b的一个或多个接收天线。因此，为简单起见，某些附图仅显示一个系统100，以对系统100的发射侧和接收侧进行说明。

但是，信道104包含多个射频信号102，即，数据流，该数据流从一个系统100发射至适用通信系统和/或由一个系统100从适用通信系统接收该数据流，该适用通信系统在如公式1所定义的信道矩阵H内。信道104可包含适用于802.16d和/或802.16e协议的带宽。因此，信道104可以具有1.25MHz、2.5MHz、5MHz、7.5MHz、10MHz和/或20MHz的带宽。信道104可以包含适用于802.11n协议的带宽。因此，信道104可以具有5MHz、10MHz、20MHz和/或40MHz的带宽。但是，信道104的带宽并不限于此，可包含任何适宜带宽。

系统100优选地包含MIMO结构，例如，芯片组，该芯片组包括基带媒体访问控制器(Baseband Media Access Controller)106、零中频通信电路(“ZIF电路”)108和与一个或多个接收和/或发射天线118一起可用的多个接收和/或发射射频链路。出于经济和为具体用户定制解决方案的能力的原因，系统100中可使用极易获得的现成的组件。

所述MIMO结构可由可操作性地将一个系统100与另一个适合的系统，例如，第二系统100连接起来的发射侧射频链路和接收侧射频链路的数量而限定。因此，具有N个发射机和M个接收机的MIMO系统为N×M MIMO系统。

基带媒体访问控制器106可为用于控制对网络20的访问的任何适合的控制器，包含至少一种网络唯一标识。基带媒体访问控制器106与ZIF电路108通信并且可与其集成。但是，优选地，基带电路106配置为独立式的。

ZIF电路108可以本领域中已知的方式配置，但优选地，其包括的电路(如下文所述)包括一个或多个实施例和/或与2006年4月7日提交的美国专利申请号为11/399,536所述的系统和方法的一个或多个实施例一致，为了所有目的将该申请以全文引用的方式并入本文中。

所述基带媒体访问控制器106或ZIF电路108的其中之一或两者可为其他装置的一部分和/或与其他装置相关联，例如，本领域中周知的有关高性能MIMO芯片组的数字信号处理器元件阵列，其可比与现成的MIMO芯片组相关的数字信号处理器元件阵列提供更多处理能力。

根据本发明一个或多个实施例，用于系统100的控制器可发起和终止要进行通信的数据，可用于提供包括对系统100的所有功能进行控制的单项综合功能。

ZIF电路108通过一个或多个物理层输出端和输入端109与多个射频链路110进行通信，这样ZIF电路108可用于产业标准802.11n应用。图1和图2的示例性实施例举例说明了三个链路110，可以使用至少两个链路的任何适当数量的链路。

优选地，为了在802.11n协议下运行，系统100包括三个链路110，而在运行802.16d或802.16e协议的网络中使用时，系统100包括四个链路110。每个链路110，即，链路110a、链路110b和链路110c，优选包括：滤波模块112；根据系统100用于分别仅进行发射、仅进行接收，还是两者都进行，包括用于在信道104上发射信号102的发射电路(transmitter circuit)114和/或用于在信道104上接收信号102的接收电路(receiver circuit)116；以及用于在发射和接收模式之间进行切换的开关140。优选地，链路110配置有发射侧和接收侧，这样该链路可用于进行接收和发射。

虽然系统100如根据802.11n协议运行的网络内的优选运行方法的时分双工(“TDD”)系统所示，本领域的技术人员应理解的是，本发明的系统100可以容易地配置为频分双工(“FDD”)系统，并且可用于在WiMAX协议下运行的网络。例如，本领域的技术人员应理解的是，增加一个或多个双工器(duplexer)将使系统100作为FDD系统运行。

在发射侧，每个链路110优选地用于从MIMO结构的物理层，例如，物理层输出端109接收具有预定频率的通用输出信号。每个链路110对信号进行降频变换，并对频率进行单独调整，即，应用频率偏移(frequency offset)，以生成用于发射的信号102，该信号102的频率包含相对于通用输出信号频率的频率偏移。优选地，每个链路的发射频率与至少一个其他链路的至少一个其他发射频率不同。

在接收侧，各自的至少一个链路110用于接收具有频率偏移的信号102，并将增频变换该信号为控制器(例如，ZIF电路108)可用的频率，然后将信号传送到MIMO结构的物理层，例如，物理层输入端109。例如，所述增频变换的频率可与通用输出信号的频率相同或不同。但是，为了清楚，假设增频变换的信号的频率为通用输出信号的频率，即，通用基础频率(base frequency)。

滤波模块112可包括任何适合的滤波模块，但优选包括双转换滤波过程(double conversion filtering process)的滤波模块112a。每个滤波模块112a优选包括通过物理层输出端109与ZIF电路108的输出信号200进行通信的第一混频电路(mixer circuit)130。输出信号200包括通用基础频率f₀，系统100的各个接收机和发射机都可在该通用基础频率下运行。

根据本发明的一个或多个实施例，输出信号200可对应于ZIF电路的频率输出。因此，对于每个链路，以相同的频率(基础频率，即，第一频率f₀)提供各个输出信号200。但是，输出信号200还可为基带电路产生的基带频率或与基带电路产生的基带频率相关，和/或输出信号200为中频(IntermediateFrequency)输出电路产生的中频。

优选地，基础频率f₀可为在网络20中用于发射信号的任何适合的频率。因此，如果网络20为采用802.11n协议的网络，第一频率f₀可处于2.4GHz频带内。低于第一频率f₀的中频f_IF可为在该频率下可进行滤波的任何适合的频率。例如，如果第一频率f₀＝2.4GHz，则中频f_IF可为f₀-810MHz＝1.59GHz，但是中频f_IF可为适当低于第一频率f₀的任何适当频率。因此，有利地，对该带宽进行有效扩展，并且确保更大的数据传输。

每个链路的第一混频电路优选将信号200从通用基础频率f₀降频变换为中频f_IF，以生成第二信号202。每个中频f_IF可与相同链路和/或系统中的任何其他中频不同。

第一滤波电路(filter circuit)132与第一混频电路的输出端通信，并将降频变换的信号202滤波为滤波的降频变换信号204。滤波电路132可包括能从信号(例如，任何适合频率下的降频变换的信号202)中过滤噪声、失真和其他寄生信号的任何适合的滤波电路或装置，滤波电路132还可包括声表面(SAW)滤波器或其他适合的滤波器，例如，加重平均滤波器(hamming filter)、砖墙滤波器、陶瓷滤波器等。滤波电路132还可包括SAW滤波器转换触排(switch bank)170，具体如下文所述。

滤波模块112a优选包括与第一滤波电路132的输出端进行通信的第二混频电路134。第二混频电路134优选用于将滤波的降频变换发射信号204增频变换为第三频率f₁，即，发射频率，以生成滤波发射信号206。滤波发射信号206包含消除或了大量减少了噪声、失真和其他寄生信号的发射信号200。

第一混频电路130和第二混频电路134具有双转换，通过将处于第一频率f₀的发射信号200转换为中频f_IF，以进行滤波，然后将生成的处于中频f_IF的滤波信号转换为更高频率的第三发射频率f₁，以进行发射。如此，独立于另一个链路的调整，对基础频率进行调整，即应用频率偏移，以生成用于发射的信号。所述信号的频率包含相对于通用输出信号频率的频率偏移。

其中，虽然第三频率f₁可为高于中频f_IF并与第一频率f₀相同或不同的任何适合的频率，但是第一频率f₀和第三频率f₁可基本相同，但优选不同。频率f₀与频率f₁之间的频率差包含频率偏移。

第一频率f₀和第三频率f₁的频率将取决于以下因素：例如，所使用的传输方案和协议的性质和类型，ZIF通信电路108或使用的其他类似的发射机、接收机、收发机或通信电路/装置的传输特性以及其他类似因素。

滤波发射信号206可用发射电路114或任何适合的发射机或通信电路或装置进行发射。第二混频电路134的输出端优选地与发射电路114进行通信。

发射电路114可用于传输滤波发射信号206。优选地，发射电路114包括可接收滤波发射信号206并适当地对其进行滤波的适合的带通滤波器136。

例如，对于WiFi信号，带通滤波器136可用于滤波或限制滤波发射信号206的频率宽度为WiFi频带，以便不干扰其他信号。通过功率放大器138或与带通滤波器136进行通信的其他适合的功率放大器，以对生成的带通滤波信号进行适当放大或提高其功率级(power level)。

优选地，通过滤波模块112后，生成的滤波发射信号206由于具有很少噪音或失真的干净频谱而更为洁净，因此该信号的功率级可提高至更高级，以增加发射功率，但不会伴随噪声和其他寄生信号的增加。

将来自功率放大器138的放大信号206传递给发射机/接收机分集开关140，以利用适合的无线传输协议通过物理天线118进行传输，然而放大信号可选择地采用适合的有线协议或标准通过适合的有线连接进行传输。根据(例如)传输信号的类型、通信介质和协议及其他类似因素，发射电路114和附属发射组件可包括无线或有线信号传输所需的附加和/或替代元件。

发射机/接收机分集开关140可替代性地包括可操作连接，以分离接收和发射天线。

系统100可用于通过与天线118相同或不同的接收天线接收无线信号102。通过接收天线接收的信号通过发射机/接收机分集开关140传递给接收电路116。

接收电路116用于为系统100接收信号，该接收电路116可包括接收并适当滤波接收信号的适合的带通滤波器142。例如，对于WiFi信号，带通滤波器144可用于滤波或限制接收信号的频率宽度为WiFi频带，以消除带外噪声或其他干扰信号。

生成的带通滤波信号由适合的低噪声放大器144进行适当放大，低噪声放大器144与带通滤波器142进行通信。根据，例如接收信号的类型、通信介质和协议及其他类似因素，接收电路116和附属接收组件可包括无线或有线信号接收所需的附加和/或替代元件。接收电路116的输出为接收信号208。由于信号208，例如，信号102接收自类似系统，信号208的频率优选与发射信号的频率相同，例如，信号208的频率包含发射频率f₁。

滤波模块112a包括第三混频电路146，该第三混频电路146具有与接收电路116的输出端进行通信的输入端。优选地，第三混频电路146用于接收处于频率f₁的接收信号208。第三混频电路146可用于将处于频率f₁的接收信号208降频变换为中频f_IF，以生成降频变换的接收信号210。

滤波模块112a优选包括与第三混频电路146的输出端进行通信的第二滤波电路148。第二滤波电路148用于对降频变换的接收信号210进行滤波，以生成处于中频f_IF的滤波的降频变换接收信号212，该中频f_IF可与相同或不同链路或系统100中的任何其他中频不同。

第二滤波电路148可包括任何适合类型的滤波电路或装置，能从处于中频f_IF的降频变换的接收信号210中过滤噪声、失真和其他寄生信号。第二滤波电路148可以配置与第一滤波电路132基本上类似。

滤波模块112a优选包括与第二滤波电路148的输出端进行通信的第四混频电路150。第四混频电路150优选用于将滤波的降频变换接收信号212增频变换至基础频率f₀，以生成滤波的接收信号214。ZIF电路108或其他类似发射机、接收机、收发机或通信电路/装置通过物理层输入端109与第四混频电路150的输出端进行通信。

滤波接收信号214包含消除或基本减少了噪声、失真和其他寄生信号的接收信号208。所述第三混频电路146和第四混频电路150提供双转换，将处于发射频率f₁的接收信号208转换为更低的中频f_IF，以进行滤波，然后将生成的滤波信号转换为更高的基础频率f₀，以由ZIF电路108接收。如此，对频率偏移进行了逆转，以生成供包含通用输出信号频率的控制器使用的信号。

滤波模块112包括与第一混频电路130、第二混频电路134、第三混频电路146和第四混频电路150通信的一个或多个本地振荡电路152，以控制多个混频电路的混频(mixing frequency)。

但是，本地振荡电路152可使用任何适合的频率控制信号等，以控制第一混频电路130、第二混频电路134、第三混频电路146和第四混频电路150中的每个或任何组合的混频。振荡电路152可包括任何适合类型的RF振荡器等，包括适合的锁相环路(Phase Lock Loop，“PLL”)振荡电路等。其中，所有本地振荡器与通用频率控制器111，即时钟相关联，用于控制各个混频。

链路110b和链路110c的配置相似，通过改变振荡产生发射频率f₂和发射频率f₃。如此，独立于其他链路的调整，对基础频率进行调整，即，应用频率偏移生成用于发射的分别具有频率f₂和频率f₃的信号。其中，频率f₀与频率f₂或频率f₃之间的频率差包含频率偏移。同样，链路110b和链路110c用于接收频率f₂和频率f₃并对频率偏移进行逆转，以生成供包含通用输出信号基础频率f₀的控制器使用的信号。

本领域的技术人员可对滤波模块112、发射模块114和/或接收模块116进行修改和变化来增加增益，达到特定滤波和/或任何其他适合的目的，以及本发明预期的目的。

根据本发明的一个实施例，一个振荡电路152(不是其他振荡电路)，即，主控振荡电路可包括频率控制器111(即时钟)或与之相关联，用于控制各个混频。频率控制器111可设置在任何一个振荡电路152(不是其他振荡电路)内，或者，可另外与ZIF电路108相关联。

每个本地振荡器可配置包括与系统100中的每个链路配合的不同振荡频率。在图1和图2所示的示例性实施例中，一个链路110生成发射频率f₁，第二链路110可生成第二频率f₂，第三链路110可生成第三频率f₃。其中，每个频率f₁、f₂、f₃都相对于基础频率f₀进行了频率偏移，并且每个频率都彼此不同。

因此，对于图1和图2所示的示例性实施例，3×3MIMO系统包括RF链路，用于单独调整信道104内信号102的频率。信道104的矩阵如公式2所示，更明确地如公式3所示，其中，上标表示已经偏移的频率。

$>H=\left(\begin{array}{ccc}{h}_{11}& 0& 0\\ 0& h_{22}& 0\\ 0& 0& h_{33}\end{array}\right)$>(公式2)

$>H=\left(\begin{array}{ccc}{f}_{11}^{f1}& 0& 0\\ 0& f_{22}^{f2}& 0\\ 0& 0& f_{33}^{f3}\end{array}\right)$>(公式3)

其中，矩阵系数表示为h_TR，其中，T为各个链路上的发射模块，R为各个链路上的接收模块，并且T、R用数字表示。应理解的是，如果出现的链路数量＝n，可适当调整矩阵。

因此，h₂₂包括从系统100的一个RF链路110上发射，并由第二系统100上的第二RF链路110接收。优选地，对频率进行选择，使一个发射链路与具有不同偏移频率的另一个接收链路的叉积(cross product)由于频率独立性而几乎为零。例如，频率偏移可达到60Hz。

优选地，所选频率为相邻信道、次相邻信道或位于类似位置的其他信道。用于MIMO系统的许多调制技术包括在相邻或次相邻信道内进行的高水平带外发射。该发射产生频率f₀到f₁以及频率f₁到f₀的高水平同信道干扰，如图2的示例性实施例所示，这些信道使用时，优选包括滤波模块112。

对于并非相邻或次相邻的信道，不需要附加的滤波。因此，信号206的生成不需要通过在每个链路中进行降频变换或增频变换而滤波到新频率。因此，与美国专利号为11/158,728(作为美国专利公开号为2006/0292996于2006年12月28日公布，为所有目的将该专利通过引用的方式并入本文中)公开的“集成无线收发器”不同，本实施例提供了更大的灵活性。

可选择地，还可以通过具有双外差结构(double heterodyne architecture)的基带输入端生成频率偏移，使生成的频率不同。本领域的技术人员应理解的是，一般在大功率高性能无线电设计中，开发用于多个链路时，标准高频率无线电设计具有更大的灵活性。

所述频率可处于相同或不同频带内，这些频带可为授权频带或未授权频带。在未授权的工业、科学和医学(“ISM”)的无线频带中，系统100可包括附加控制器，用于通过雷达探测处理如动态频率选择(“DFS”)的功能。例如，滤波模块112的每个接收侧可包括用于探测雷达脉冲的装置，以符合美国联邦通信委员会(FCC)的DFS规则或国际DFS规则。优选地，控制器用于检测未授权带频(band frequency)上的雷达脉冲，并在需要时动态改变信道。相反，不存在频率偏移的标准MIMO系统仅包括单个雷达探测器，因为所有MIMO操作都在通用频率上进行。

根据本发明的一个或多个实施例，当通用振荡电路可操作地与一个或多个其他本地振荡电路连接时，通过选择性地操作链路的本地振荡电路152，使系统100具有进一步的灵活性。采用开关149，可对所述本地振荡电路进行旁通，使之被通用振荡电路代替，从而生成相同频率。有利地，如果需要，系统100可从MIMO系统切换为标准系统。

根据本发明的一个或多个实施例，天线118可包括两个独立天线，第一天线包括用于进行垂直和水平极化的输入端，第二天线包括单路或双路输入端。其中，一个频率(频率f₁)连接至第一天线，第二和第三频率(例如，频率f₂和频率f₃)连接至第二天线，其中，该极化可与至少一个接收链路的极化一致或相反，其中，第三频率(例如，频率f₃)的极化与至少另一个接收链路的极化一致。

天线118可包括：两个独立天线，该两个独立天线具有用于垂直和水平极化的独立输入端；两个独立天线，每个都具有用于圆极化(circular polarization)的输入端，并以上述方式使用；两个独立天线，每个都具有用于通用极化的输入端，以对一个频率(频率f₁)进行射束控制，并且不对第二天线上的第二频率(频率f₂)进行射束控制。天线118还可包括一个具有三个输入端以及通用极化功能的通用天线，以对一个频率(而不是其他频率)进行射束控制。

有利地，配置为3×3MIMO系统的系统100实现两倍的带宽扩展，从而实现该链路的确定带宽，该带宽与具有1×1单输入/单输出系统的两个2×2MIMO系统的带宽基本相等。

图3a和图3b为根据本发明一个或多个实施例的滤波电路的示意图。由于所应用的频率偏移，滤波电路132和/或滤波电路148可包括SAW滤波器转换触排170，以提高对系统100的链路预算。SAW滤波器转换触排170a可包括互相并行放置的第一SAW滤波器172a和第二SAW滤波器172b。多个开关175通过分别对来自/传至通用输入端或输出端的信号进行路由，允许对一个或另一个滤波器172进行选择。同样，转换触排170b可分别包括互相并联的第一SAW滤波器173a和第二SAW滤波器173b以及互相并联的第三SAW滤波器174a和第四SAW滤波器174b。多个开关175通过分别对来自/传至通用输入端或输出端的信号进行路由，允许选择一个滤波器173或另一个滤波器174。

例如，信道104可为20MHz的标准MIMO信道，包括-174dBm/Hz(毫瓦分贝/赫兹)或-101dBm的典型热噪声本底。采用具有空间分集的两个MIMO数据流，假设所述MIMO数据流不产生自身干扰，则链路预算(例如，从发射机到接收机的所有增益和损失的总和)将相同。噪声带宽将保持为20MHz或-101dBm。

采用单40MHz信道，吞吐量将等于20MHz信道的双MIMO吞吐量，但是，当40MHz带宽的噪声本底为-98dBm时，链路预算将仅为3dB。采用两个独立的具有SAW滤波电路的20MHz信道，每个MIMO数据流的噪声本底都将为-101dBm，确保了链路预算保持与单20MHz信道相等，但采用的频谱为40MHz。

图4为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧利用基础频率的射频链路和在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的一个或多个射频链路。系统100c优选用于利用MIMO结构而运行，以有效地在另一个系统100c和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100c可与本文所述的其他系统100(例如系统100a和/或100b)一起运行，并且该系统100c包括与这些系统基本相似的结构。因此，系统100，(即，100a和/或100b)的描述在此是重复的。但是，系统100c在某些方面有所变化。

有利地，系统100c通过简化结构并减少元件数量而提供了节省成本的解决方案。当一个链路的频率链接到所述ZIF电路上时，系统100c允许对一个或多个链路的频率进行单独调整。在运行802.11协议的网络中，其中，使用三个链路，至少两个链路可单独调整，以获得期望的偏移频率，同时一个链路的频率与ZIF电路108的输出信号的频率基本相等。因此，系统100c包括链路110d，而没有包括滤波模块112的链路110a，该链路110d包括与ZIF电路108直接通信的发射模块114和接收模块116，以及开关140。

如本文所公开，ZIF电路108生成处于足够用于传输的频率上的通用输出信号200。因此，第一频率f₀可等于第三频率f₁，可以在适当放大之后作为信号102传输。同样，接收时，处于频率f₁的信号102由接收模块116消除乱真发射(spurious emission)，并作为信号214而传递给ZIF电路108的物理层输入端109。因此，对于图4所示的示例性实施例，示例的MIMO系统为3×3系统，其中，信道104的矩阵与公式2和公式3相同。为了防止链路110d和链路110b与110c(即，滤波的链路)之间出现意外信号延迟，ZIF电路108优选将信号200适量地输出给链路110d，以便信号102一般是同步的。

根据本发明的一个实施例，系统100c可配置为：其中一个本地振荡电路152为主控振荡电路，当适合的开关149将该主控振荡器置于另一个链路的滤波模块的有效控制中时，该主控振荡电路允许链路110b和链路110c输出相同频率。根据本发明的一个实施例，链路110d可以省略，ZIF电路108与开关140直接通信。

图5为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的多个单降频变换或增频变换射频链路。系统100d优选配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100d和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100d可与其他系统100(例如系统100a和/或系统100b)一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100(即，100a和/或100b)的描述在此是重复的。但是，系统100d在某些方面有所变化。

有利地，系统100d通过减少元件数量的简化结构提供节省成本的解决方案。系统100d允许通过单降频变换或增频变换对一个或多个RF链路110的发射频率进行单独调整。在运行802.11协议的网络中，其中，使用三个链路，每个链路可单独调整，以获得期望的信道矩阵。

系统100d包括多个链路110。图5所示的是在802.11协议下运行的网络20内的三个链路110e、110f和110g。但是，可使用任何适合数量的链路。链路110e-110g中的每个链路与链路110a-110c的配置基本相似。但是，一个或多个RF链路110e-110g包括各自的滤波模块112，即，滤波模块112e，而不是包括具有双转换的各个滤波模块112，即，滤波模块112a。作为示例，滤波模块112e包括发射侧混频电路130，即，对ZIF电路108的输出信号200进行降频变换的混频电路130e。

如本文所述，输出信号200优选具有通用频率，即，第一频率f₀。混频电路130e将第一频率f₀降频变换为适合的发射频率f₁，并将信号206传递给适合的发射电路114，以通过天线118将处于频率f₁的发射信号102传输给可操作兼容系统100，以进行接收。

各个滤波模块112e进一步包括接收侧混频电路150，即，对信号208进行增频变换的混频电路150e。如本文所述，通过天线118从可操作兼容系统100接收处于频率f₁的信号102，并传递给接收电路116。接收电路116对信号102进行净化，并将净化的信号208传递给混频电路150e，以增频变换到第一频率f₀。随后，混频电路将信号214传递给ZIF电路108。滤波模块进一步包括本地振荡电路152e，为本地混频电路130e和混频电路150e提供适合的频率控制信号。滤波模块110f和滤波模块110g优选用于以相似的方式输出各自处于频率f₂和频率f₃的信号102，并接收相同的频率。因此，对于图5所示的示例性实施例，信道104与公式2和公式3相同。因此，对于图5所示的示例性实施例，所述示例MIMO系统为3×3系统，其中，信道104的矩阵与公式2和公式3相同。

根据本发明的一个实施例，系统100d可配置为：其中一个本地振荡电路152e为主控振荡电路，当适合的开关，例如开关149将该主控振荡器置于另一个链路的滤波模块的有效控制中时，该主控振荡电路允许一个或多个链路110f和110g输出相同频率。本领域的技术人员应理解的是，其他偏频装置和/或频率偏移电路也可以使用，它们属于本发明的范围。

图6为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧利用基础频率的射频链路和在发射侧对基础频率应用独立频率偏移的一个或多个单降频变换或增频变换的射频链路。系统100e优选地配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100e和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100e可与其他系统100，例如系统100a、系统100b、系统100c和/或系统100d一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100，即，100a、100b、100c和/或100d的描述在此是重复的。但是，系统100e在某些方面有所变化。

有利地，系统100e通过减少元件数量的简化结构提供节省成本的解决方案。系统100d允许对具有单降频变换或增频变换的一个或多个RF链路110的频率进行单独调整。在运行802.11协议的网络中，其中，使用三个链路，至少两个链路可单独调整，以获得期望的偏移频率，而一个链路的频率与ZIF电路108的输出信号的频率基本相等。

系统100e包括多个链路110。图6所示的是在802.11协议下运行的网络20内的三个链路110h、110i和110j。但是，可使用任何适当数量的链路。系统100e包括配置与链路110d基本相同的链路110h，其中，所述链路110h包括与ZIF电路108直接通信的发射模块114和接收模块116，以及开关140，如本文所述。

如本文所公开的，ZIF电路108生成通用输出信号200，该信号200处于足够用于传输的频率。因此，第一频率f₀等于第三频率f₁，并可以在适当放大之后作为信号102进行传输。同样，接收时，处于频率f₁的信号102可通过接收模块116直接传递给ZIF电路108。链路110i和链路110j的配置可与一个或多个链路110e-110g基本相似。但是，要进行降频变换的来自ZIF电路108的输出信号处于频率f₁，即，链路110h的发射频率；并且传至ZIF电路108的输入信号被增频变换为频率f₁。因此，对于图6所示的示例性实施例，示例的MIMO系统为3×3系统，其中，信道104的矩阵与公式2和公式3相同。为了防止链路110h和链路110i与链路110j之间出现意外的信号延迟，ZIF电路108优选适量地输出信号200到链路100d，以便信号102一般是同步的。

根据本发明的一个实施例，系统100d可配置为：其中一个本地振荡电路为主控振荡电路，当适合的开关将该主控控振荡器置于另一个链路的滤波模块的有效控制中时，该主控振荡电路允许所有链路输出相同频率。根据本发明的一个实施例，链路110h可以省略，ZIF电路108与开关140直接通信。

图7为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用相同频率偏移的多个链接射频链路。系统100f优选配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100f和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100f可与其他系统100一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100，即，100a、100b、100c、100d和/或100e的描述在此是重复的。但是，系统100f在某些方面有所变化。

有利地，系统100f具有坚固的结构。系统100f允许对具有链接的多降频变换或增频变换的RF链路110的频率进行单独调整。系统100e包括多个RF链路110。图7所示的是在网络20中运行、形成2×2MIMO系统的四个链路110k、110l、110m和110n。但是，可使用任何适当数量的链路。系统100e中的每个链路与链路110a-110c的配置基本相似。但是，与这些链路不同，系统100e中的两个或多个链路利用链接链路中的通用振荡电路链接在一起，形成链群(group)119。例如，可使链路1101的本地振荡电路不起作用或将其省略，链路110k的本地振荡电路152k可与链路110l一起在链接群119a内运行。同样，链路110m和链路110n可链接在链接群119b内。

因此，链接链路的每个链群生成通用发射频率。在图7所示的示例性实施例中，链路110k和链路110l生成频率f₁的信号，链路110m和链路110n生成频率f₂的信号。因此，对于图7所示的示例性实施例，信道104的矩阵如公式4所示，更明确地如公式5所示，其中，上标表示发射频率。

$>H=\left(\begin{array}{cccc}{h}_{11}& h_{12}& 0& 0\\ h_{21}& h_{22}& 0& 0\\ 0& 0& h_{33}& h_{34}\\ 0& 0& h_{43}& h_{44}\end{array}\right)$>(公式4)

$>H=\left(\begin{array}{cccc}{h}_{11}^{f_1}& h_{12}^{f_1}& 0& 0\\ f_{21}^{f_1}& h_{22}^{f_1}& 0& 0\\ 0& 0& h_{33}^{f_2}& h_{34}^{f_2}\\ 0& 0& h_{43}^{f_2}& h_{44}^{f_2}\end{array}\right)$>(公式5)

其中，矩阵系数表示为h_TR，其中，T为各个链路上的发射模块，R为各个链路上的接收模块，即，“1”代表链路110k，“2”代表链路110l，“3”代表链路110m，“4”代表链路110n。应理解的是，如果出现链路的数量＝n，可对矩阵进行适当调整。

根据本发明的一个或多个实施例，在每个链接群中，有利地，可对与作为链接群的一部分的与链路相关联的天线进行极性调整。在图7所示的示例性实施例中，天线118k和天线118l分别与链接链路110k和链接链路110l相关联。其中，天线118k和天线118l包括与另一个极化正交的极化，以有助于改进信号传播。

天线118，例如，天线118k和/或118l可包括：具有用于垂直和水平极化的分离输入端的单个天线、具有用于双重倾斜分集的分离输入端的单个天线、具有用于圆极化的分离输入端的单个天线、和/或具有用于通用极化的分离输入端的单个天线。优选地，对于每个链接链路，该链路的每个发射侧与双输入端极化分集天线可操作地连接，使一个链路与一个极化对应，第二个链路与第二极化对应。

在接收侧，进行相似的天线配置。其中，对于每个链接链路，该链路的每个接收侧与双输入端极化分集天线可操作地连接，使一个链路与一个极化对应，第二个链路与第二极化对应。有利地，重新应用已知天线极化技术获得一般情况下为2×2MIMO系统带宽2倍的确定带宽时，信道带宽可扩展两倍。

根据本发明的一个或多个实施例，天线118可配置为两个分离天线，其中，每个天线包括用于垂直和水平极化、双重倾斜分集、圆极化和/或通用极化的输入端，以对第一天线上的一个频率(例如，频率f₁)进行射束控制，并对第二天线上的另一个频率(例如，频率f₂)进行射束控制。

根据本发明的一个实施例，天线118还可为一个通用天线，包括四个输入端和通用极化，以对第一天线上的一个频率(例如，频率f₁)进行射束控制，并对第二天线上的另一个频率(例如，频率f₂)进行射束控制。

图8为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括在发射侧对基础频率应用独立频率偏移并利用组合器组合发射信号的多个射频链路。系统100g优选配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100g和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100g可与其他系统100一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100，即，100a、100b、100c、100d和/或100e的描述在此是重复的。因此，系统100可与其他系统100，例如系统100a-100f一起运行。但是，系统100g在某些方面有所变化。

有利地，系统100g提供了限制物理天线数量的结构。系统100g可操作地允许对具有多输出端和输入端的RF链路310的频率进行单独调整。系统100g包括基带媒体访问控制器106、ZIF电路108和可与一个或多个接收和/或发射天线118协同工作的多个接收和/或发射链路310。图8所示的是两个链路。但是，可使用任何适当数量的链路。

每个链路310，即，链路310a和链路310b，优选包括：滤波模块312，该滤波模块312包括发射侧滤波子模块311和接收侧滤波子模块313；根据系统100g是否分别用于仅发射、仅接收或二者皆有，用于在信道104上发射信号102的发射电路114和/或用于在信道104上接收信号102的接收电路116；以及，用于在发射和接收模式之间进行切换的开关140。

如本文所述，在发射侧，至少一个链路310用于将通用输出信号降频变换为与发射信号102中的至少另一个频率不同的频率，例如，对一个传输数据流应用频率偏移。在接收侧，各至少一个链路310用于将频率偏移的信号增频变换为通用频率。因此，带宽得以有效扩展，确保更大的数据传输。

每个发射侧滤波子模块311优选包括多个初始混频电路330、多个滤波电路332、与各自本地振荡电路352x或本地振荡电路352y通信的二次(secondary)混频电路334、以及组合器353。每个混频电路330可与本文所述的混频电路130基本相同；滤波电路332可与滤波电路132基本相同，振荡电路352可与振荡电路152基本相同；或者，每个配件可配置为本领域已知类型的任何适合的组件。

每个混频电路330通过物理层109与ZIF电路108的输出信号200(如本文所述)进行通信。该输出信号包括通用第一频率f₀，其中系统100的各个接收机和发射机都可在该通用第一频率下运行。每个链路的每个混频电路330优选将接收自ZIF电路108处于第一频率f₀的信号200降频变换为中频f_IF，即，第二频率f_IF，以生成第二信号202。中频f_IF可与相同链路、子模块和/或系统中的任何其他中频不同。每个初始混频电路330优选通过输出端与各个滤波电路332通信，该滤波电路332可与滤波电路132基本相同。滤波电路332将降频变换信号202滤波为滤波的降频变换信号204，该信号204由二次混频电路334接收。

系统100g优选包括与多个初始混频电路330可操作通信的通用振荡电路351，以及与二次混频电路334通信的第一本地振荡器352x和第二本地振荡器352y。每个振荡器可配置为任何其他已知振荡器，以及如本领域的技术人员可识别的，配置为多个链接到通用频率源(即，时钟)的振荡器。每个二次混频电路334可操作地与不同本地振荡电路352x或本地振荡电路352y连接，并优选用于将滤波的降频变换发射信号204增频变换为各自的第三频率，即，发射频率，以生成滤波发射信号206。滤波发射信号206包括消除或基本减少了噪声、失真和其他寄生信号的发射信号200。其中，优选地，每个发射信号包括与图8所示的示例性实施例中相同子模块中的一个或多个发射频率不同的发射频率，每个链路包括频率f₁和频率f₂。

各个初始混频电路330和二次混频电路334提供了双转换：通过将处于第一频率f₀的发射信号200转换为用于滤波的更低的第三频率f₁或f₂，然后将生成的处于中频f_IF的滤波的信号转换为用于发射的更高的第三频率。各个发射信号206然后在组合器353中组合为滤波的组合发射信号207。该组合器与发射电路114通信，该发射电路114用于通过发射机/接收机分集开关140将滤波的发射信号207经过天线118传输给网络20中的另一个系统100。或者，可在带通滤波器对发射信号206进行滤波之后设置组合器353。

系统100g可用于通过接收天线(可与天线118相同或不同)接收无线信号。通过接收天线接收的信号通过发射机/接收机分集开关140传递给接收电路116。接收电路116用于为系统100接收信号，该接收电路116可包括接收信号并对其进行适当滤波的适合的带通滤波器144。生成的带通滤波的信号由与带通滤波器142进行通信的适合的低噪声放大器144适当放大。根据，例如接收的信号类型、通信介质和协议及其他类似因素，接收电路116和附属接收组件可包括无线或有线信号接收所需的附加和/或替代元件。接收电路116的输出处于发射频率的接收信号209。

每个接收侧滤波子模块313优选包括与各自的本地振荡电路352x或本地振荡电路350y通信的多个初始混频电路346、多个滤波电路348、二次混频电路350以及分流器355。每个混频电路346可与本文所述的混频电路146基本相同；滤波电路348可与滤波电路148基本相同，振荡电路352可与振荡电路152基本相同；或者，每个元件可配置为本领域已知类型的任何适合的组件。子模块313包括将接收信号209适当分成具有频率f₁和频率f₂的接收信号208的分流器355。每个信号208传输给初始接收机混频电路346，该混频电路346的输入端与分流器的输出端通信。该分流器可位于任何其他适合的位置。

优选地，混频电路346用于接收处于发射频率f₁的接收信号208。第三混频电路346可用于将处于发射频率f₁的接收信号208降频变换为中频f_IF，以生成降频变换的接收信号210。子模块313优选包括与混频电路346的输出端通信的第二滤波电路348。每个第二滤波电路348用于滤波降频变换的接收信号210，以生成处于中频f_IF的滤波的降频变换接收信号212。第二滤波电路348可包括能从处于中频f_IF的降频变换的接收信号210中过滤噪声、失真和其他寄生信号的任何适合类型的滤波电路或装置。第二滤波电路348的配置可与第一滤波电路基本类似。

子模块313优选包括与第二滤波电路148输出端进行通信的混频电路150。第四混频电路350优选用于将滤波的降频变换接收信号212增频变换为基础频率f₀，以生成滤波的接收信号214。ZIF电路108或其他类似发射机、接收机、收发机或通信电路/装置通过物理层输入端109与第四混频电路350的输出端进行通信。

滤波接收信号214包括消除或基本减少了噪声、失真和其他寄生信号的接收信号208。第三混频电路346和第四混频电路350提供双转换，将处于发射频率f₁的接收信号208转换为用于滤波的较低中频f_IF，然后将生成的滤波的信号转换为由ZIF电路108通过物理层输入端接收的较高的基础频率f₀。如此，逆转了频率偏移，以生成包括通用输出信号的基础频率的供控制器使用的信号。

图8所示的示例性实施例包括4×4MIMO结构，其中，采用两个本地振荡器生成频率偏移。实际上，系统100g提供了两个2×2MIMO系统，每个系统与其自身天线连接，其中，每个系统在两个不同频率下运行，并且具有最大比合并(“MRC”)增益。有利地，仅使用两个物理天线118。因此，系统100g可设置在具有有限物理空间的位置，例如，具有有限顶部空间的汽车。

根据本发明的一个实施例，系统100g包括极化分集天线，以便一个链接链路与一个极化对应，第二链接链路与第二极化对应。其中，所述两个RF信道之间的最小交叉极化耦合鉴别度(XPD)将频率f₀到频率f₁的相邻信道发射最小化，反之亦然，从而使两个频率f₀和f₁紧密地设置一起。在接收机上设置相似天线，其链接链路与极化分集天线连接。要求使对应的成对信号102的极化进行排列。有利地，获得两倍的带宽扩展，其是两个1×1单输入/单输出系统的两倍。因此，对于图8所示的示例性实施例，信道104与公式2和公式3相同。

图9a为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括用于在接收侧创建虚拟天线的多个射频链路。系统100h优选配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100h和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100h可与其他系统100一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100，即，100a-100g的描述在此是重复的。因此，系统100可与其他系统100，例如系统100a-100g一起运行。但是，系统100h在某些方面有所变化。

有利地，系统100h适用于已投放市场的MIMO系统。这种系统限制了例如ZIF电路的可用物理层传输输出端，但物理层接收输入端的数量更大。系统100h可操作地允许对具有单个物理层输出端但多个输入端的RF链路410的频率进行单独调整。如此，可考虑将一个接收信道与虚拟天线连接。

系统100h包括基带媒体访问控制器106、ZIF电路108和可与一个或多个接收和/或发射天线118协同工作的多个接收和/或发射链路410。图9a所示的是两个链路。但是，可使用任何适当数量的链路。每个链路410，即，链路410a和链路412b，优选包括：具有发射侧滤波子模块411和多个接收侧滤波子模块413的滤波模块412；根据系统100h分别用于仅发射、仅接收或二者皆有，用于在信道104上发射信号102的发射电路114和/或用于在信道104上接收信号102的接收电路116；以及，用于在发射和接收模式之间切换的开关140。

如本文所述，在发射侧，至少一个链路410包括发射侧滤波子模块411。子模块411用于从物理层输出端接收通用输出信号，对通用输出信号进行降频变换，并对信号进行滤波和放大，并通过物理天线发射。另外，至少一个第二链路410用于从物理层输出端接收通用输出信号，将通用输出信号降频变换为与另一链路中的频率不同的频率，即，应用频率偏移，对信号进行滤波和放大，并通过物理天线发射该信号。

在接收侧，至少一个链路410每个包括接收侧滤波子模块413。子模块413用于从物理天线接收发射信号，并对该信号进行滤波和放大，分流该滤波信号，并将该信号传递给子模块的两个或多个支路。将增频变换信号传递给ZIF电路的各个物理层输入端之前，子模块的每个支路将信号增频变换为通用频率。如此，可从MIMO系统(例如包括物理天线和一个或多个虚拟天线的MIMO系统)的单个物理天线中获得两个或多个增频变换信号。

发射侧滤波子模块411优选包括与通用振荡电路451通信的第一混频电路430、滤波电路432、与本地振荡电路452通信的第二混频电路434。第一混频电路430可与本文所述的混频电路130基本相同；滤波电路432可与滤波电路132基本相同，通用振荡器451和本地振荡电路452可与本地振荡电路152基本相同；或者，每个元件可配置为本领域已知类型的任何适合的组件。第一混频电路430与ZIF电路108的物理层输出端409的输出信号200(如本文所述)进行通信，该输出信号包括通用第一频率f₀，其中系统100的各个接收机和发射机都可在该通用第一频率下运行。

第一混频电路430与通用振荡电路可操作地通信，优选将接收自ZIF电路108的通用第一频率f₀的信号200降频变换为中频f_IF，即，第二频率f_IF，以生成第二信号202。第一混频电路430的输出端优选与滤波电路432通信，以传递降频变换的信号202。滤波电路432将信号202滤波为滤波的降频变换信号204，并由第二混频电路434接收。第二混频电路334可操作地与本地振荡电路连接，并优选将滤波的降频变换的发射信号204增频变换为各自的第三频率，即，发射频率，以生成滤波发射信号206。

滤波发射信号206包括消除或基本减少了噪声、失真和其他寄生信号的发射信号200。其中，优选地，发射信号204包括与其他链路的一个或多个发射频率不同的发射频率。在图9a的示例性实施例中，第一链路410a包括发射频率f₁，而第二链路410b包括发射频率f₂。

各自的第一混频电路430和第二混频电路434提供双转换，将处于第一频率f₀的发射信号200转换为各自的中频f_IF，继而转换为各自的第三频率f₁或f₂，以进行滤波，然后转换生成用于发射的滤波信号。中频f_IF可以在链路和子模块之间不同。如此，独立于另一个链路的调整，对基础频率进行调整，即，应用了频率偏移，以生成用于发射的信号。该发射信号的频率包括与通用输出信号频率的频率偏移，其中，频率f₀和频率f₁之间的频率差包括频率偏移。

第二混频电路434与发射电路114通信，该发射电路114用于通过发射机/接收机分集开关140将滤波发射信号206经过物理天线118传输给网络20中的另一个系统100。在图9a所示的示例性实施例中，ZIF电路108包括物理层输出端409a和输出端409b，而不包括其他物理层输出端。

系统100h可用于通过可与物理天线118相同或不同的接收天线接收无线信号102。通过接收天线接收的信号通过发射机/接收机分集开关140传递给接收电路116。接收电路116用于为系统100接收信号，该接收电路116可包括接收信号并对其进行适当滤波的适合的带通滤波器144。生成的带通滤波信号由与带通滤波器142进行通信的适合的低噪声放大器144适当放大。根据，例如接收的信号类型、通信介质和协议及其他类似因素，接收电路116和附属接收机组件可包括无线或有线信号接收所需的附加和/或替代元件。接收电路116的输出为接收信号209。

每个接收侧滤波子模块413优选包括多个初始混频电路446、多个滤波电路448、与通用振荡电路451或任何其他适合的振荡电路通信的二次混频电路450、以及分流器455。每个混频电路446可与本文所述的混频电路146基本相同；滤波电路448可与滤波电路148基本相同；或者，每个元件可配置为本领域已知类型的任何适合的组件。

分流器455可位于任何适合的位置，优选将滤波的接收信号209分成具有适合频率的两个或多个接收信号208，并根据接收信号209的正交性将其传递给子模块的支路。在图9a所示的示例性实施例中，每个链路包括接收侧子模块413，每个接收侧子模块413具有两个或多个支路，例如，支路413x和支路413y。各个信号208传输给包括初始接收机混频电路446、滤波电路448和混频电路450的两个或多个支路。在每个支路中，混频电路446包括与分流器的输出端进行通信的输入端。

优选地，每个初始混频电路446优选用于与本地振荡电路通信。在图9a所示的示例性实施例中，至少一个混频电路446优选与本地振荡器452x通信，该本地振荡器452x还与混频电路434通信，而一个或多个其他混频电路与本地振荡电路452通信。每个混频电路446可用于接收处于频率f₁的信号208，并将接收的信号208从频率f₁降频变换为中频f_IF，以生成降频变换的接收信号210。中频f_IF在支路之间可以不同。

滤波电路448与混频电路346的输出端进行通信，并且滤波电路448对降频变换的接收信号210进行滤波，以生成处于中频f_IF的滤波的降频变换接收信号212。滤波电路348可包括能从处于中频f_IF的降频变换接收信号210中过滤噪声、失真和其他寄生信号的任何适合类型的滤波电路或装置。第二混频电路450与滤波电路448的输出端进行通信，并将滤波的降频变换接收信号212增频变换为频率f₀，以生成通过物理层输入端109b传输给ZIF电路108的滤波接收信号214。滤波接收信号214包括消除或基本减少了噪声、失真和其他寄生信号的接收信号208。

在图9a所示的示例性实施例中，初始混频电路446和二次混频电路450提供双转换，通过将滤波的接收信号209分成传递给子模块支路的一个或多个信号208，将滤波的接收信号209从频率f₁转换到用于通过物理层输入端109输入至ZIF电路108的频率f₀。如此，逆转频率偏移，以生成具有通用输出信号频率的供控制器使用的信号。

图9a所示的示例性实施例，包括2×4MIMO结构，其中，采用两个本地振荡电路生成频率偏移。实际上，系统100h具有两个2×2MIMO系统，每个系统与其自身天线连接，其中，每个系统在两个不同频率下运行，并且具有最大比合并(“MRC”)增益。有利地，仅存在两个物理天线。通过分割滤波的接收信号，一个或多个支路可配置设有虚拟天线118x。如此，需要少数物理天线，因此该系统可安装在具有有限物理空间的应用中。同样有利地，即使使用有限数量的发射机，也可使用较大数量的接收机。

因此，对于图9a所示的示例性实施例，信道104的矩阵如公式6所示，更明确的如公式7所示，其中，上标表示发射频率。

$>H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& 0\\ 0& h_{22}\\ h_{33}& 0\\ 0& h_{42}\end{array}\right)$>(公式6)

$>H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{f_1}& 0\\ 0& h_{22}^{f_2}\\ h_{31}^{f_1}& 0\\ 0& h_{42}^{f_2}\end{array}\right)$>(公式7)

图9b为图9a所示的通信系统的一个实施例的示意图。其中，设置多个通用振荡电路并可操作地连接。因此，系统100i不像系统100h那样包括本地振荡电路，通用振荡电路451与发射侧滤波子模块的所有混频电路和接收侧滤波子模块的一个支路协同运行。进一步地，通用振荡电路451与其他链路410的接收侧子模块的一个或多个支路通信。同样，另一个链路的一个或多个其他通用振荡电路451与接收侧滤波子模块的各个支路通信，使接收侧滤波子模块的每个支路与不同通用振荡电路通信。因此，对于图9b所示的示例性实施例，信道104的矩阵如公式6所示，更明确地如公式7所示，其中，上标表示发射频率。

图9c为图9a所示的通信系统的一个实施例的示意图。其中，系统100j包括接收侧子模块413，该接收侧子模块413采用一个或多个用于获得MRC增益的可选择的频率增益电路413z。该电路与物理层输入端109通信以传输生成的信号，以有利地进行调频(FM)无线电的接收和检测。如果没有选择增益电路，将不会实现附加的MRC增益。因此，对于图9c所示的示例性实施例，信道104的矩阵如公式8所示，更明确地如公式9所示，其中，上标表示发射频率。

$>H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& 0\\ 0& h_{22}\\ h_{31}& h_{31}\\ h_{31}& -h_{32}\end{array}\right)$>(公式8)

$>H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}^{f_1}& 0\\ 0& h_{22}^{f_2}\\ h_{31}^{f_1}& h_{32}^{f_2}\\ h_{31}^{f_1}& -h_{32}^{f_2}\end{array}\right)$>(公式9)

图9d为根据本发明一个或多个进一步实施例的通信系统的示意图，其中，该通信系统包括用于在接收侧建立虚拟天线的多个射频链路。系统100k优选配置利用MIMO结构运行，以有效地在另一个系统100k和/或其他兼容和/或适当配置的系统之间传输数据。因此，系统100i可以与其他系统100一起运行，并包括基本相似的结构。因此，系统100，即，100a-100h的描述在此是重复的。因此，系统100可与其他系统100，例如系统100a-100h一起运行。

系统100i与系统100h基本相似。但是通过采用一个或多个为获得MRC增益的可选择的频率增益电路413z，系统100i将一个接收侧子模块413的一个支路413x的信号与一个接收侧子模块413的另一个支路413x的信号进行组合，从而对滤波的接收信号214进行相加组合(additional combining)。该电路与物理层输入端109通信，以发射生成的信号。如果没有选择该增益电路，将不会实现附加的MRC增益。

图9d所示的示例性实施例包括2×3MIMO结构，其中，采用两个本地振荡电路生成频率偏移。实际上，系统100i仅与两个物理天线连接，但具有比天线数量多的接收侧物理输入端。通过分割滤波的接收信号，一个或多个支路可配置有虚拟天线118x。如此，需要少数物理天线，因此该系统可安装在具有有限的物理空间的应用中。同样有利地，即使使用有限数量的发射机，也可使用较大数量的接收机。

根据本发明的一个或多个实施例，系统100可包括基带控制器，其中，信号输出端200包括与通用频率f₀不同的频率。

根据本发明的一个或多个实施例，系统100包括与基带控制器通信的RF变流器(converter)。该RF变流器优选接收MIMO基带输入，然后将其转换为可独立调谐(tunable)的RF输出。

根据本发明的一个或多个实施例，不论系统100为802.11n、802.16d、802.16e或为了相同的频率传输以及频移(即，频率偏移)传输而采用的多输入/多输出(MIMO)技术的其他可能的未来无线技术，该系统100都独立于MIMO技术之外。

根据本发明的一个或多个实施例，作为提高吞吐量的一种方法，系统100可用于多模(multimode)系统或受限制的多模光纤系统(restricted multimodeoptical fiber system)。

图10a为根据本发明一个或多个实施例的ZIF电路的示意图。ZIF电路508，例如ZIF电路108可用于生成可独立调谐的ZIF输出频率，以提供给通信系统，例如，通信系统100。为了清楚，通信系统被称为通信系统500，包括任何适合的通信系统，特别是通信系统100的任何实施例，例如，100a-100h。ZIF电路508可与基带媒体访问控制器(例如，基带控制器106)协同运行。ZIF电路508优选地配置包括与天线(例如天线118)协同运行的多个可独立调谐的RF链路510，以生成包括多个频率f₁、f₂、......f_N的多个信号102，用于发射和接收包括相配频率f₁、f₂、......f_N的信号。

图10b为根据本发明一个或多个实施例的图10a的ZIF电路的示意图。其中，通信系统500包括三个RF链路510和集成在ZIF电路508内、以生成多个频率的频率合成器501。优选地，频率合成器501为用于ZIF电路508的所有RF链路510a的通用合成器。

图10c为根据本发明一个或多个实施例的图10b的RF链路细节的示意图。RF链路510配置为RF链路510a，对于例如3×3MIMO系统，基本包括集成在ZIF电路上的RF链路110i。RF链路510a包括同相和正交相位(In-phase andQuadrature-phase，IQ)输入信号600和频率合成器501(可为任何适合的合成器)，以应用单一频率偏移，以便将I/Q信号600混合成处于预定频率(例如频率f₁、f₂、......f_N)的RF输出信号606。频率合成器与提供基准频率(frequencyreference)的晶体625连接。

I支路的处于基带频率，例如频率f₀的信号600传递给与混频电路504a通信的低通滤波电路502a，而Q支路的信号600相似地传递给与混频电路504b通信的低通滤波电路502b。每个混频电路与合成器501通信，该合成器501优选包括具有适合的锁相环路(“PLL”)振荡电路等的RF振荡电路等。混频电路对信号600应用频率偏移，以获得处于预定频率，例如频率f₁、f₂、......f_N的信号606，其中，ZIF电路508的每个链路包括这些频率中的一个频率，但彼此不同。

结合I支路和Q支路的各个RF输出信号606，然后传递给包括带通滤波器和放大器的发射电路514。然后，发射电路将信号606传递给与天线118协同运行的开关540。自天线118接收的信号102通过开关540传递给包括带通滤波器和放大器的接收电路516。混频电路504c和混频电路504d与放大器协同运行，以从放大器接收信号608。信号608包括一个预定的频率，例如，频率f₁、f₂、......f_N。混频电路504c和混频电路504d与合成器501协同运行，以将信号608增频变换为信号614，该信号614包括基带频率，例如I支路和Q支路的频率f₀。一对低通滤波器548a、548b可操作地与放大器连接，并将信号614传递给I支路和Q支路的每个支路。

有利地，因为没有生成中频，RF链路510a包括“真实”(true)ZIF。此处，链路510a利用单个频率合成器的频率偏移，以将I/Q信号混合为RF输出。优选地，合成器配置为期望的RF输出频率，例如，5.4GHz。另外，优选地，合成器501包括在ZIF电路508的每个RF链路510a中使用的通用合成器。

图10d为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10b的RF链路细节的示意图。RF链路510配置为RF链路510b，对于例如3×3MIMO系统，基本包括集成在ZIF电路上的多个链路。在发射侧，RF链路510b的配置与RF链路510a基本相似。但是，链路510b在某些方面有所不同。RF链路510b包括第一混频器(mixer)504a、第一混频器504b和第二混频器506a，以在内部生成中频，并将该频率增频变换为RF输出信号606。在接收侧，RF链路510b的配置与RF链路510a基本相似。但是，链路510b在某些方面有所不同。RF链路510b包括在内部从接收信号608生成中频的第二混频器506b，以及将该频率增频变换为基带输入信号614的第一混频器504c、第一混频器504d。此处，合成器501配置为部分合成器(fractional synthesizer)501a，可为1/3-2/3合成器(如图所示)，其中，该合成器在3.6GHz下运行，并提供1.8GHz和3.6GHz的输出，以将来自IQ基带的RF信号混合为3.6GHz(即，中频频率)，然后混合为5.4GHz。

图10e为根据本发明一个或多个实施例的图10a的ZIF电路的示意图。其中，通信系统500包括三个RF链路510，每个RF链路510包括独立的频率合成器501b，其中，每个链路集成在ZIF电路508内，以生成多个频率。优选地，频率合成器501为用于ZIF电路508的所有RF链路510a的通用合成器。因为对于ZIF电路不能从外部观察内部IF，尽管有RF链路生成中频的事实，该中频并没有检测出来，而是输出显示为ZIF输出。

图10f为根据本发明一个或多个实施例的图10e的RF链路细节的示意图。RF链路510配置为RF链路510c，对于例如3×3MIMO系统，基本包括集成在ZIF电路上的多个链路。RF链路510c的配置与RF链路510a基本相似。但是，链路510c在某些方面有所不同。RF链路510c包括用于I支路和Q支路的每个支路的单混频电路。但是，每个链路510c包括配置为独立的频率合成器501b的独立合成器501，以对I/Q信号600应用频率偏移，以获得预定频率，例如，频率f₁、f₂、......f_N的信号606，其中，ZIF电路508的每个链路包括这些频率中的一个，但彼此不同。

图10g为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10e的RF链路细节的示意图。RF链路510配置为RF链路510d，对于例如3×3MIMO系统，基本包括集成在ZIF电路上的多个链路。RF链路510d的配置与RF链路510b基本相似。但是，链路510d在某些方面有所不同。RF链路510d包括第一混频器504和第二混频器506，以在内部生成中频，然后将该频率增频变换为RF输出信号606的频率。但是，每个链路510d包括独立的频率合成器501a，以对I/Q信号600应用频率偏移，以获得预定频率，例如，频率f₁、f₂、......f_N的信号606，其中，ZIF电路508的每个RF链路包括这些频率中的一个，但彼此不同。其中，RF链路510c和RF链路510d对相同ZIF电路508中的所有无线Tx/Rx链路优选使用不同的合成器501a，以对IQ信号应用频率偏移，生成处于中频的信号，然后生成不同的RF频率。

图10h为根据本发明一个或多个进一步实施例的图10e的RF链路细节的示意图。RF链路510配置为RF链路510e，对于例如3×3MIMO系统，基本包括集成在ZIF电路上的多个链路。RF链路510e的配置与RF链路510c基本相似。但是，链路510e在某些方面有所不同。代替晶体，RF链路510e包括电压控制振荡器(Voltage-Controlled Oscillator，VCO)630和数字模拟转换器(Digital-to-Analog Converter，DAC)635，用于为频率合成器501b提供基准频率。应注意的是，VCO 630和DAC 635可集成到一个组件中。另外，RF链路510e包括基带处理器640，该基带处理器640可接收所有I支路和Q支路，作为输入。基带处理器640从I和Q输入中提取载波频率偏移(carrier frequencyoffset，CFO)，然后使用根据本发明一个实施例的算法控制DAC 635和VCO630。

根据本发明的一个或多个实施例，开关元件可设置在每个合成器501b之间，使一个或多个合成器控制两个或多个链路510，以使独立链路510以相同频率在标准MIMO模式下运行。应理解的是，ZIF电路508可以多种不同的方式配置，例如，通过采用不同的合成器设计、不同的滤波、使用差分信号(differential signal)、在RF而不是中频下总计(sum)，在本发明的范围内这些都得以预期。

图11为根据本发明一个或多个实施例的通信网络一部分的透视图。网络20的一部分包括可操作地布置在物理结构24(例如，灯杆)上的已有网络元件22的物理点(physical point)。已有网络元件的每个点包括本文所描述的任何适合的通信系统100，优选设置在本领域已知的适合的防风雨的可操作物理实体上。

每个通信系统优选通过具有多个频率的MIMO技术与另一个通信系统100可操作地通信，其中，至少一个频率包括偏移频率，该频率起到网络回程(network backhaul)的作用。例如，第一网络元件22a的一个通信系统可以采用包括第一频率f₁和第二频率f₂的信号102与第二网络元件22b的另一个通信系统进行通信。如本文所述，至少一个频率f₁或f₂包括频率偏移，以利用MIMO技术进行有效的通信。第二网络元件22b不仅与第一网络元件的通信系统通信，还与第三网络元件22c的通信系统100进行通信，该第三网络元件22c使用包括不同频率f₃和f₄的信号102，其中，一个或多个频率包括频率偏移，以利用MIMO技术进行有效通信。因此，通过将信号102从一个网络元件传递到随后的网络元件，信号102可实现与地上通信线(landline)或主干网(backbone)的连接。

根据本发明的一个或多个实施例，可设置节省成本的回程装置。通过发送MIMO信道的不同频率到使用不同物理或虚拟天线的不同的已有点，包括任何系统100的网络元件22之间可以进行通信。例如，通过适当地对天线节点进行定向，网络元件22a可通过频率f₁与网络元件22b通信，并通过频率f₂与网络元件22c通信。

系统100到网络元件22b的信道矩阵在频率f₁下可仅包括单系数h₁₁且矩阵系数h₂₂接近零，而系统100到网络元件22b的信道104的矩阵可仅包括接近零的单系数h₁₁且频率f₂下的矩阵系数h₂₂非零。其中，系统100包括低成本无线电装置，通过单输入/单输出系统能支持将频率特有的无线电链接至不同的系统。

图12为图11所示的通信网络一部分的透视图，其中，用户通信装置在该网络中运行。有利地，包含频率偏移的系统100的MIMO结构有效扩展了带宽，为移动或静态装置用户确保了更大的数据传输。其中，以利用车载系统100的车辆形式的用户30a配置为移动装置用户，而利用基于系统100的移动电话的用户30b配置为静态装置用户。某些车辆，例如，警察巡逻车，缺少用于所有通信装置的足够空间，特别是顶部空间。因此，仅允许这些用户使用单个天线进行数据服务。有利地，通过利用系统100，特别是系统100h或系统100i，因为该系统利用了虚拟天线，而不需要使用额外的物理天线。

根据本发明的一个或多个实施例，通过控制系统为控制系统100提供用户接口。该接口和/或控制系统可配置为命令行接口、图形用户接口(Graphical UserInterface)、基于网络的图形用户接口或链接网络化管理系统。该控制系统设置并监控与每个信道104相关的频率的状态。其中，该控制系统能根据已知干扰或已检测到的干扰在一个或多个系统100中选择一个或多个频率，以最小化干扰。例如，该控制系统可对可操作系统100进行配置，使第一系统100通过UNII2(免许可国家信息基础设施2)中的信道与第二系统100通信，而处于可能干扰附近的第三和第四系统100可在ISM频带内的信道中运行。

其中，控制系统甚至可以选择差异巨大的ISM频带，例如，928MHz和5.47GHz。例如，一个信道可在928MHz(选择该频带的原因在于，其范围较大以及穿过绿植后的衰减较低)下运行；或可以在授权频带(2.5-2.7GHz)中选择一个信道，在未授权频带中选择第二信道，以确保授权频带中的业务，并使未授权频带中具有额外带宽。

根据本发明的一个或多个实施例，系统100包括天线分集开关和/或控制系统，用于为一个或多个接收侧发射链路选择最强信道。例如，无论链路100是否链接，系统100都可用于对一个或多个天线118进行射束控制。因此，天线118或任何其他适合的天线可包括并行辐射元件，以实现射束控制。

对于基于MIMO的频率转换系统(frequency shifted system)，本发明描述了一种用于使接收机与发射机同步(反之亦然)的方法和装置。在优选实施例中，本发明的方法用于点对点(P2P)或点对多点(P2MP)的回程系统，其中存在主从设置或类似(例如，AP-客户端或BS-MS)设置。控制系统在从属系统上运行。控制系统采用来自主系统的接收数据包的载波频率偏移(或反之亦然，或进行分配，使算法在主系统和从属系统上都可运行)，以调整和控制从属系统的时钟恢复，从而使其与主系统一致。

在处理OFDM信号时，Wi-Fi和WiMAX芯片采用来自入射数据包(incoming packet)的导频信号(pilot tone)估算载波频率偏移(CFO)。这些芯片通常在同步性标记过程中估算过程频率误差(course frequency error)，并且可采用坐标旋转数字计算机(Coordinate Rotational Digital Computer，CORDIC)功能元件确定更精确的CFO，该CFO在正在接收数据包时计算得到。一般来说，该CFO用于调试的目的，存在于低能级物理接口中。

CFO表示发射数据包的载波频率与接收机的锁定频率(clock frequency)之间的差。例如，如果数据包由主系统以6GHz+10pp发射，实际发射频率将为6,000,060,000Hz。如果该数据包由具有-10ppm(即，5,999,940,000Hz)晶体的Wi-Fi或WiMAX无线电装置接收，CFO将为6,000,060,000Hz-5,999,940,000Hz＝120,000Hz＝120kHz。

本发明采用CFO对从属装置上的主振荡器(master oscillator)进行偏移，以使其与主装置一致。通过将从属晶体调整为+10ppm，CFO的值将为0Hz，这表示两个时钟被锁定。锁定两个时钟的原因在于，可在不需要昂贵的晶体、或GPS、或基于IEEE 1588的定时电路或采用替代的频率锁定方法的情况下能够采用MIMO带宽扩展技术。

在实践中，晶体将不会被精确锁定。锁定频率的小误差将增加已解调信号的误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)。但是，EVM和锁定频率误差幅度必须保持在可接受的范围内。两个主要因素确定可接受的时钟恢复的水平。第一个因素为MIMO信号传输的距离，第二个因素为由于时钟误差而产生的最大允许EVM基值(contribution)。

参阅图13，本发明实现在MIMO频率扩展技术中使用低成本可调振荡器。虽然其可用于几十或几百千兆赫内的任何载波频率，在优选实施例中，载波频率低于6GHz，因为这些频率特别适合于部署于灯杆、木杆或街面以上的RF链路。6GHz以下的可用频带包括4.94-4.99GHz；5.15-5.85GHz；5.85-5.925GHz；以及用于Wi-Fi的2.4-2.4825GHz；或用于WiMAX型发射的2.3-2.36GHz、2.5-2.7GHz和3.5-3.785GHz。一般来说，MIMO扩展将频率偏移约1GHz时，将出现预料的最坏情况，例如，这样的情况：一个信号处于5.8GHz ISM频带内且第二信号处于4.94GHz公共安全频带内，或一个WiMax信号在2.5GHz传输且第二信号在3.5GHz传输。因此，出于这些原因，并且为了简化计算，假设MIMO信号的合理频率间隔等于1GHz。

对于64正交调幅(64QAM，Quadrature Amplitude Modulation)信号，EVM必须小于或等于-24分贝(decibel，dB)。在本发明的优选实施例中，误差矢量幅度(EVM)小于或等于-30dB，因此提供了6dB的余量。EVM增加3dB到-27dB为可接受增加量，不属于过大增加量。对于小于或等于-27dB的EVM，时钟误差产生的误差必须小于等于-30dB。对于Wi-Fi 64QAM信号，这为可接受EVM基值。对于256QAM或1024QAM信号，可能需要较低的最大EVM基值。因此，本发明的一个目的在于使信号间隔高达1GHz，使载波频率偏移足够小，从而使64QAM信号的EVM的减少量低于3dB。

存在减损时，EVM为调制器性能的一项测量标准(measurement)。将对解调器输出中恢复的波形抽取十分之一后获得的软符号判定(soft symboldecisions)与理想符号位置(ideal symbol location)进行比较。然后使用均方根(root mean square，rms)EVM和相位误差确定N个解调符号的窗口上的EVM测量值。

参阅图11，解调器的符号判定输出用w表示，理想符号位置(使用符号图)用v表示。产生的误差矢量为实际测量的符号矢量与理想符号矢量之间的差：e＝w-v。误差矢量e在图11中用图形表示：v为理想符号矢量；w为测量的符号矢量；w-v为振幅误差；θ为相位误差；e＝w-v为误差矢量，以及e/v为EVM。

对于单个标准化符号矢量|v|，假定误差矢量e很大程度上由旋转产生，因此与v大致正交(perpendicular)，则对于小误差，e/v＝sin(θ)≈θ。可接受的EVM为20*log(e/v)＝-30dB。因此，e/v≈θ＝10-30/20，且v＝1，因此θ＝0.032弧度＝2度。在250μs的数据包期间，对于2度误差，允许的载波频率误差为(2/360/0.25ms)＝22Hz。对于22Hz误差，在1GHz频率偏移的最坏情况下，时钟必须锁定为22/1GHz＝十亿分之22(ppb)。虽然这可能是一个过于严格的规范，因为其代表优于限定为±20ppm的大多数现成的晶体大约1000倍的时钟误差，但是，实际上，可通过实时控制算法很容易于达到该规范，该算法假定十个或多个CFO估值的实时流约为每秒2000Hz或以上。采用简单技术，例如，最小均方误差(mean squared error)或卡尔曼(Kalman)滤波算法，可提取逐包(packet-by-packet)基础上产生的CFO测量值的噪声，并将该噪声最小化到锁定频率以锁定到66Hz内的点上。

例如，BelAir网络为电路仿真业务开发了相似的定时功能，如美国专利申请号为11/963,524、名称为“分组数据网络中用于估算和监控定时误差的方法(Method for Estimating and Monitoring Timing Errors in Packet Data Networks)”的文中所述，其完整内容以引用的方式并入本文。参阅图12，显示了示例数据，其表明时钟恢复误差小于10ppb。因此，需要的时钟精确度从22ppb变为550ppb，这可通过不带有温度补偿的低成本现成的电压控制振荡器(VCOs)容易地实现。因此，该实施例依赖于从接收的分组数据流中提取CFO测量值的简单VCO系统。

在本发明的另一个实施例中，该系统可以不需要22ppb的公差。与上述实施例相比，改变的唯一参数是允许的频率偏移。通过将频移信道(frequency-shifted channel)放置为连续的40MHz块(block)，频率公差从1GHz降低到40MHz，即，25倍。

在另一个实施例中，可采用锁定物理层的替代方法。最实际的此类方法中的两种方法包括：全球定位系统(GPS)定时源和IEEE 1588定时基准源。GPS时钟目前广泛用于锁定WiMAX数据流，以确保定时和频率精确度，并将基站收发信台(BTS)定时源校准，以使多无线BTS单元将其所有发射机进行校准。这种校准确保大功率无线电装置在接收时不会进行发射，否则会使接收机灵敏度大大下降，因为多个无线电装置都使用通用天线。虽然BTS系统通过GPS源进行定时，在本发明之前，已知常规BTS系统没有采用这种定时进行MIMO频率偏移。

GPS定时存在的问题是：在城市街道(urban canyon)中无法依赖这些解决方案，因为街道周围的高层建筑有效地切断了生成定时所需的视线到卫星的路径。这并非屋顶安装式(roof-mounted)GPS系统的问题，而是街面安装式(street-level-mounted)GPS定时系统的问题。

第二种替代方法是使用IEEE 1588定时源，其中所有的无线单元采用IEEE1588定时接收块(receiver block)，该接收块与一个或多个采用IP分组数据传输定时信息的定时服务器通信。这些系统并没有受到GPS定时系统的“城市街道”问题的限制；但是，已知的是，IEEE 1588系统并不能可靠地用于生成GPS地层水平定时(GPS stratum level timing)。

最终，可采用其他方法，例如，炉控制温度补偿晶体振荡器(oven-controlledtemperature-compensated oscillator，OCTCXO)。这种装置具有100ppb的精确度，预计通过采用对老化进行监控和处理的新技术这些源可达到50ppb。但是，与上述其他装置相比，使用OCTCXO相对昂贵。

本领域的一般技术人员应理解的是，只要不脱离本发明的精神或本质特征，本发明可以各种特定形式实施。本文公开的实施例的所有方面仅用于进行说明，并非用于限制。所附权利要求(并非前述说明)表明了本发明的范围，只要符合其等同物的意义和范围，所有改变都可包括在其中。