气体放电灯管的镇流控制电路与镇流电路的控制方法

摘要

本发明公开了一种气体放电灯管的镇流控制电路以及镇流电路的控制方法，其可以在当气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时，让镇流电路中的主开关的关闭时间为固定以避免镇流电路中的变压器产生饱和，而在气体放电灯管预热至阻抗值上升到一定值时，让主开关的关闭时间为可弹性变化来调整主开关的切换频率。本发明的镇流控制电路根据反映灯管状态信号来进行开关切换。

说明书

技术领域

本发明涉及一种气体放电灯管的镇流电路，尤其涉及一种用于气体放电 灯管的电源供应器中的镇流控制电路与镇流电路的控制方法。

背景技术

气体放电灯管通常需要一个输入电源来提供气体放电灯管发光所需要 的电流，以及一个镇流电路来稳定流经灯管的电流。因此，镇流电路的效能 主宰了电源供应器的电源效率。

在各种气体放电灯管中，高强度放电灯管(High-intensity discharge lamp， HID)是一种相当常见的电子灯管。高强度放电灯管的电子特性为当灯管点亮 时，其阻抗非常的低，并且在预热过后以及工作的阶段，其阻抗会上升至其 正常值。为了在灯管正常操作时提高电子镇流器的效率，临界导通模式 (critical conduction mode)是一种比较常用的镇流电路控制方法，在这种模式 下镇流电路的主开关的关闭时间，即从开关关闭时刻起至其再次导通时刻之 间的时间段，为可弹性调整的并且开关频率为可改变的。然而这种控制模式 在当灯管阻抗很低的时候是不适合的。若是在灯管刚点亮且其阻抗很低时采 用这种控制模式，主开关的开关切换频率也会很低，并且变压器容易饱和， 进而对镇流电路造成伤害。为了避免变压器饱和，便需要一个体积较大的变 压器。然而，使用体积较大的变压器会增加成本以及降低变压器的转换效率。

因此有其需要开发一种气体放电灯管的镇流控制电路以及镇流电路的 控制方法，其可以在当气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时，避免镇流电路 的变压器产生饱和，而在气体放电灯管预热后且阻抗值回升到一定值如一正 常值时，提高镇流电路的电源效率。本发明可以满足这个需求。

发明内容

本发明的一第一目的在于提供一种气体放电灯管的镇流控制电路及镇 流电路的控制方法，其设定为能够让气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时， 让镇流电路中的主开关以一固定关闭时间的控制模式进行切换动作，而在气 体放电灯管预热完毕而阻抗值上升至一定值如一正常值时，让镇流电路中的 主开关以一弹性关闭时间的控制模式进行切换动作。

本发明的一第二目的在于提供一种气体放电灯管的镇流控制电路及镇 流电路的控制方法，其设定为能够让气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时， 让镇流电路中的主开关以一第一固定关闭时间的控制模式进行切换动作，而 在气体放电灯管预热完毕而阻抗值上升至一定值如一正常值时，让镇流电路 中的主开关以一弹性关闭时间的控制模式进行切换动作一段时间后，以一第 二固定关闭时间的控制模式进行切换动作。

本发明的一第三目的在于提供一种气体放电灯管的镇流控制电路及镇 流电路的控制方法，其设定为能够让气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时， 让镇流电路中的主开关以一第一固定关闭时间的控制模式进行切换动作一 段时间后，以一第二固定关闭时间的控制模式进行切换动作，而在气体放电 灯管预热完毕而阻抗值上升至一定值如一正常值时，让镇流电路中的主开关 以一弹性关闭时间的控制模式进行切换动作一段时间后，以一第三固定关闭 时间的控制模式进行切换动作。

根据本发明的较佳实施例，其提出一种气体放电灯管的镇流控制电路， 用以控制一主开关的切换动作，其包含：(I)一调制器，连接至该主开关， 用以输出一调制信号；(II)一固定关闭时间控制电路；(III)一弹性关闭时间控 制电路；以及(IV)一控制模式选择电路，连接至该固定关闭时间控制电路、 该弹性关闭时间控制电路以及该调制器，用以接收该气体放电灯管的一反映 灯管状态信号以判断该主开关的控制模式为一固定关闭时间控制模式或一 弹性关闭时间控制模式，并根据判断的结果输出一模式选择信号至该调制 器，以驱动调制器根据该模式选择信号来产生该调制信号。

为实现本发明的第一目的，其提出一种用于气体放电灯管的镇流电路的 控制方法，包含下列步骤：(I)取样该气体放电灯管的一反映灯管状态信号； (II)判断该取样的反映灯管状态信号是否大于一参考电压；(III)若该取样的 反映灯管状态信号小于一参考电压，启动一固定关闭时间控制方法来控制该 镇流电路中的主开关的切换动作；以及(IV)若该取样的反映灯管状态信号 大于一参考电压，启动一弹性关闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开 关的切换动作。

为实现本发明的第二目的，其提出一种用于气体放电灯管的镇流电路的 控制方法，包含下列步骤：(I)取样该气体放电灯管的一反映灯管状态信号； (II)判断该取样的反映灯管状态信号是否大于一第一参考电压；(III)若该取 样的反映灯管状态信号小于该第一参考电压，启动一第一固定关闭时间控制 方法来控制该镇流电路中的主开关的切换动作；(IV)若该取样的反映灯管状 态信号大于该第一参考电压，判断该取样的反映灯管状态信号是否大于一第 二参考电压；(V)若该取样的反映灯管状态信号大于该第二参考电压，启动一 第二固定关闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开关的切换动作；以及 (VI)若该取样的反映灯管状态信号小于该第二参考电压，启动一弹性固定关 闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开关的切换动作。

为实现本发明的第三目的，其提出一种用于气体放电灯管的镇流电路的 控制方法，包含下列步骤：(I)取样该气体放电灯管的一反映灯管状态信号； (II)判断该取样的反映灯管状态信号是否大于一第一参考电压；(III)若该取 样的反映灯管状态信号小于该第一参考电压，判断该取样的反映灯管状态信 号是否大于一第二参考电压；(IV)若该取样的反映灯管状态信号小于该第二 参考电压，启动一第一固定关闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开关 的切换动作；(V)若该取样的反映灯管状态信号大于该第二参考电压，启动一 第三固定关闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开关的切换动作；(VI) 若该取样的反映灯管状态信号大于该第一参考电压，判断该取样的反映灯管 状态信号是否大于一第三参考电压；(VII)若该取样的反映灯管状态信号小 于该第三参考电压，启动一弹性固定关闭时间控制方法来控制该镇流电路中 的主开关的切换动作；以及(VIII)若该取样的反映灯管状态信号大于该第 三参考电压，启动一第二固定关闭时间控制方法来控制该镇流电路中的主开 关的切换动作。

本发明的有益效果在于，可以在灯管刚点亮时控制开关以一固定的关闭 时间来操作主开关以避免变压器饱和，而在灯管预热完毕后控制主开关以一 弹性的关闭时间来操作主开关以增进切换效率。

附图说明

图1显示采用本发明的镇流控制电路的一电源转换器的电路示意图；

图2显示本发明的镇流控制电路的一第一较佳实施例的部分详细电路 图；

图3显示图2的镇流控制电路的控制节点上的控制波形图；

图4显示本发明的第一较佳实施例中开关切换频率对灯管电压的关系 图；

图5显示本发明的一第二较佳实施例中开关切换频率对灯管电压的关系 图；

图6显示本发明的镇流控制电路的一第二较佳实施例的部分详细电路 图；

图7显示图6的镇流控制电路的控制节点上的控制波形图；

图8显示本发明的一第三较佳实施例中开关切换频率对灯管电压的关系 图；

图9显示本发明的镇流控制电路实现于混合型的模拟/数字控制电路的 示意图；

图10显示本发明的第一较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图；

图11显示本发明的第二较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图；

图12显示本发明的第三较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图；

图13显示本发明的镇流控制电路实现于一数字控制电路的示意图；

图14(A)显示图1的控制模式选择电路、固定关闭时间控制电路、弹性 关闭时间控制电路的另一种拓扑结构与连接组态；以及

图14(B)显示图1的控制模式选择电路、固定关闭时间控制电路、弹性 关闭时间控制电路的又一种拓扑结构与连接组态。

其中，附图标记说明如下：

输入直流电压Vin

镇流电路100

变压器T1

变压器T1的初级侧绕组L1

变压器T1的次级侧绕组L2

主开关Q1

整流二极管D1

输出电容C1

灯管Lm

驱动器102

调制器104

控制模式选择电路106

固定关闭时间控制电路108

弹性关闭时间控制电路110

数字控制电路902

数字控制电路1302

电压比较器U1

或门U2

第一控制开关Q2

第二控制开关Q3

弹性关闭时间控制开关Q6

第三控制开关Q4

RS触发器U6

误差放大器U4

磁滞比较器U3，U7

比较器U5

选择电路106a

检测电路106b

检测电路110a

具体实施方式

体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。 应理解的是本发明能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本 发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本 发明。

图1显示采用本发明的镇流控制电路的一镇流电路的电路示意图，其中 镇流电路(ballast circuit)100控制气体放电灯管Lm的工作。如图1所示，该 镇流电路100为反驰式(flyback)转换器，且一输入直流电压Vin提供于镇流 电路100的输入端。镇流电路100具有一变压器T1，其具有一初级侧绕组 L1与一次级侧绕组L2，以及一主开关Q1，连接至变压器T1的初级侧绕组 L1。变压器T1设定为当主开关Q1导通时存储直流电压Vin输入的能量于 初级侧绕组L1，并且在主开关Q1关闭时将所存储的能量传送到次级侧绕组 L2。因此在次级侧绕组L2感应生成一高频的交流电压。镇流电路100还包 含一整流二极管D1，连接至次级侧绕组L2以将次级侧绕组L2上的高频交 流电压整流成一直流电压，以及一输出电容C1，连接至该整流二极管D1以 输出整流二极管D1所输出的直流电压。输出电容C1的输出直流电压用以驱 动一灯管Lm。灯管Lm可以为直流灯管，也可以为交流灯管。若灯管Lm为 交流灯管，则还需要在电路100与灯管Lm之间添加一逆变电路(图中未显 示)将输出电容C1的输出直流电压转化为交流电压以驱动灯管Lm。镇流电 路100还包含一驱动器102。驱动器102连接至主开关Q1的控制端以输出 一驱动信号来控制主开关Q1的切换动作。镇流电路100也包含一调制器104， 连接至驱动器102以根据一模式选择信号H来决定主开关的控制模式，并且 根据主开关的控制模式输出一调制信号B至驱动器102，借此驱动驱动器 102调整主开关Q1的占空比(duty ratio)或工作频率来实现灯管Lm的控制。 须注意的是驱动器102与调制器104可集成为一电路元件。此外，镇流电路 100也包含一控制模式选择电路106，连接至调制器104，其接收反映灯管状 态信号D，例如镇流电路100的输出直流电压或灯管Lm的灯电压等来判断 所想要的主开关Q1的控制模式为固定关闭时间控制模式或弹性关闭时间控 制模式，并且根据判断的结果输出模式选择信号H，以驱动调制器104根据 模式选择信号H产生调制信号B，使得主开关Q1能够在所选择的的控制模 式下进行切换动作。此外，镇流电路100也包含一固定关闭时间控制电路108 以及一弹性关闭时间控制电路110，共同连接至控制模式选择电路106。控 制模式选择电路106接收固定关闭时间控制电路108以及弹性关闭时间控制 电路110的控制信号，并借此判断所想要的主开关Q1的控制模式为固定关 闭时间控制模式或弹性关闭时间控制模式，而产生模式选择信号H。此外， 控制模式选择电路106也可以控制固定关闭时间控制电路108以及弹性关闭 时间控制电路110，如图14(B)及图2中所示。在此须注意的是反映灯管状态 的信号D可以是来自于镇流电路100的信号如灯电压、灯电流、灯功率、镇 流电路100的输入电流、输入电压、输入功率等。反映灯管状态的信号D也 可以是来自镇流电路的控制电路的信号如镇流器电路主开关Q1的占空比 等，也可以是以上各种信号的组合。在本发明中，镇流控制电路包含了驱动 器102、调制器104、控制模式选择电路106、固定关闭时间控制电路108、 弹性关闭时间控制电路110，其用以控制主开关Q1的切换动作。须注意的 是本发明的镇流电路100也可以为其他转换器，例如降压式(buck)转换器、 升压式(boost)转换器、升压-降压式(buck-boost)转换器、正激(forward)转换器、 半桥(half-bridge)转换器，或全桥(full-bridge)转换器等转换器拓扑中。在此较 佳实施例中，乃是以一反驰式转换器来作为说明，然而本发明的镇流电路可 延伸至应用于上述的转换器拓扑中。

图14(A)显示图1的控制模式选择电路106、固定关闭时间控制电路108、 弹性关闭时间控制电路110的一种拓扑结构与连接组态。如图所示，弹性关 闭时间控制电路110包含一检测电路110a，其接收图1的变压器T1的次级 测的电流过零检测信号(current zero crossing signal)以检测变压器T1的次级 测的电流是否产生过零的状态。控制模式选择电路106包含了一选择电路 106a以及一检测电路106b，其中选择电路106a连接至固定关闭时间控制电 路108及弹性关闭时间控制电路110，并接收它们的输出信号，检测电路106b 接收反映灯管状态信号D并输出一信号至选择电路106a，以根据信号D控 制选择电路106a选择固定关闭时间控制电路108或弹性关闭时间控制电路 110的输出信号，以产生模式选择信号H。

图14(B)显示图1的控制模式选择电路106、固定关闭时间控制电路108、 弹性关闭时间控制电路110的又一种拓扑结构与连接组态。与图14(A)相比 较，图14(B)的控制模式选择电路106仅包含检测电路106b，其接收反映灯 管状态信号D并产生两个控制信号，而固定关闭时间控制电路108以及弹性 关闭时间控制电路110分别接收两个控制信号以产生模式选择信号H。

在图14(A)或者图14(B)中，弹性关闭时间控制电路110都采用了通过检 测电路110a接收电流过零检测信号(current zero crossing signal)来控制图1 中主开关Q1的导通以使得主开关的关闭时间是弹性变化的。在这种方式下， 镇流电路100通常是工作在临界导通模式。当然镇流电路100也可以在这种 控制方式下工作在连续导通模式(continuous conduction mode)或者是断续导 通模式(discontinuous conduction mode)下，即使在这两种模式下也可以使主 开关的关闭时间弹性变化。另外，弹性关闭时间控制电路110也可以采用别 的检测方式，例如通过与图1中的镇流电路100中的二极管D1串连的电流 检测装置并得到二极管D1流过的电流信号，且检测电路110a接收该电流 信号来控制图1中主开关Q1的导通以使得主开关Q1的关闭时间是弹性变 化的。关于本发明的镇流控制电路中调制器104、控制模式选择电路106、 固定关闭时间控制电路108、弹性关闭时间控制电路110的电路结构与工作 原理，将于下面详细说明。

本发明的镇流控制电路的一第一较佳实施例的部分详细电路图显示于 图2。在图2中，磁滞比较器(hysteresis comparator)U3、电阻R3，R5、第一 控制开关Q2及第二控制开关Q3组成图1的控制模式选择电路106。电阻 R2、电容C2与第二控制开关Q3组成图1的固定关闭时间控制电路108。与 变压器T1耦合的耦合绕组L3、电阻R1，R2，R4、电压比较器U1、或门(OR  gate)U2、弹性关闭时间控制开关Q6组成图1的弹性关闭时间控制电路110。 误差放大器U4、比较器U5、RS触发器U6组成图1的调制器104。控制开 关Q2、Q6、Q3在图2中以晶体三极管(transistor)为例进行说明。误差放大 器U4的输出信号为信号A的参考信号。信号A为代表流经主开关Q1的电 流的感测电流信号。信号B为RS触发器U6的输出信号，亦即调制器104 所输出的调制信号，其连接至或门U2以及图1的驱动器102。信号C为磁 滞比较器U3的输出信号，其经由电阻R3连接至第一控制开关Q2的控制端 以及经由电阻R5连接至第二控制开关Q3的控制端。信号D为反映灯管状 态信号，例如灯管电压，其连接至磁滞比较器U3的反向输入端。图2的镇 流控制电路的工作说明如下。

当图1的灯管Lm点亮时，灯管阻抗非常低使得反映灯管状态信号D如 灯管电压小于一参考电压Vref2。因此磁滞比较器U3的输出信号C为高。 接着控制开关Q2与Q3便会因为输出信号C为高而导通。因此位于第一控 制开关Q2的集电极(collector)的信号E为低。因此电压比较器U1会禁能 (disabled)，使得信号F，亦即电压比较器U1的输出信号为低。若信号B， 亦即RS触发器U6的输出信号为高，则信号G，亦即或门U2的输出信号为 高，使得弹性关闭时间控制开关Q6导通。因此，电容C2所存储的能量经由 弹性关闭时间控制开关Q6释放。接着，流经主开关Q1的电流上升使得信 号A的准位大于误差放大器U4的输出信号。因此比较器U5的输出信号为 高，RS触发器U6会重置(reset)使得信号B，亦即RS触发器U6的输出信号 转变为低。此时信号G，亦即或门U2的输出信号转变为低，使得弹性关闭 时间控制开关Q6截止。电容C2会经由电阻R2由一电源电压(voltage source) Vcc充电。当电容C2上的电压被充电至一高电压准位时，信号H转变为高 使得RS触发器U6设定(set)。因此信号B，即RS触发器U6的输出信号再 次转变为高。因此提供至驱动器102的调制信号，亦即信号B为低的时间， 亦即主开关Q1的关闭时间也会根据电阻R2与电容C2的充电时间来决定。 这会使得主开关Q1的关闭时间由电阻R2与电容C2的充电时间来决定，亦 即主开关Q1的截止时间由电阻R2的电阻值与电容C2的电容值相乘而得的 时间常数而定。换言之，在固定关闭时间控制模式下，主开关Q1的截止时 间会由电阻R2与电容C2的充电/放电动作而定。

当图1的灯管Lm预热完毕后，灯管阻抗上升使得反映灯管状态信号D 如灯管电压大于参考电压Vref2。因此磁滞比较器U3的输出信号C为低。 接着控制开关Q2与Q3便会截止。由于控制开关Q2与Q3截止，电容C2 缺少充电的路径而使得电阻R2、电容C2与第二控制开关Q3所组成的固定 关闭时间控制电路108无法工作。若信号B，亦即RS触发器U6的输出信号 为高，则信号G，即或门U2的输出信号为高，使得弹性关闭时间控制开关 Q6导通。此时信号H，亦即RS触发器U6的设定输入信号为低。接着，流 经主开关Q1的电流上升使得信号A的准位大于误差放大器U4的输出信号 的准位。因此比较器U5的输出信号为高，RS触发器U6会重置(reset)使得 信号B，亦即RS触发器U6的输出信号转变为低。耦合绕组L3耦合至变压 器T1的次级侧，其用来产生与变压器T1的次级侧绕组L2上的电流过零状 态(current zero-crossing)有关的电压信号。另外，次级侧绕组L2的电流过 零状态的检测不局限于使用耦合绕组L3来实现，也可以采用在输出电容C1 与次级侧绕组L2之间串联一个电阻来直接检测次级侧电流，也可以检测主 开关Q1的电压的下降沿或者电位等方式来实现。该电压信号通过电阻R1 耦合至U1的同相输入端而得到信号E。因此信号E代表变压器T1的感测次 级侧电流状态信号。当信号E的准位尚未下降时，亦即变压器T1的次级侧 电流尚未过零时，信号E的准位高于参考电压Vref1，因此信号F，亦即电 压比较器U1的输出信号为高而弹性关闭时间控制开关Q6依然导通。当次 级侧电流过零后，信号E的准位下降至低于参考电压Vref1时，信号F，亦 即电压比较器U1的输出信号转变为低而弹性关闭时间控制开关Q6截止。 节点H上的电压，即比较器RS触发器U6的设定输入信号(S input)经由上拉 电阻R2转变为高，借此驱动信号B，亦即比较器RS触发器U6的输出信号 再次转变为高。这会使得主开关Q1以一弹性的关闭时间来进行重复的开关 切换，且主开关Q1的关闭时间由感测次级侧电流信号与参考电压的比较结 果来决定。换言之，在弹性关闭时间控制模式下，主开关Q1的截止时间会 由次级侧电流的变化而定。

请参见图3，其为显示图2的镇流控制电路的控制信号上的波形图。在 时间t0-t1之间，灯管Lm处于刚点亮而尚未预热完毕的时期。此时，灯管 Lm的阻抗会随着时间而慢慢上升，但是反映灯管状态信号D例如灯管电压 小于参考电压Vref2，因此信号C为高。由于控制开关Q2，Q3导通，信号E 为低而信号F亦因此为低。当信号B为高时，信号G也为高，使得弹性关 闭时间控制开关Q6导通而电容C2经由弹性关闭时间控制开关Q6迅速放电。 当信号A的准位上升至大于误差放大器U4的输出信号时，RS触发器U6会 重置而导致信号B转变为低。此时信号G转变为低，使得弹性关闭时间控制 开关Q6截止而电容C2经由电阻R2由电压Vcc充电。

在时间t1以后，灯管Lm已经预热完毕。此时，灯管Lm的阻抗会上升 到一定值如正常值，因此信号D大于参考电压Vref2，则信号C转变为低。 接着控制开关Q2，Q3便会截止。因此，经由耦合电阻L3与电阻R1而产生 的感测次级侧电流信号E便会上升至超过参考电压Vref1。此时，电压比较 器U1的输出信号F为高，因此或门U2的输出信号G也为高，使得弹性关 闭时间控制开关Q6导通而信号H为低。因此RS触发器U6的设定输入为低 而信号B为低。当次级侧电流过零后，信号E开始下降，且当信号E降低至 低于参考电压Vref1时，电压比较器U1的输出信号F转变为低，因此或门 U2的输出信号G转变为低，使得弹性关闭时间控制开关Q6截止。接着通过 上拉电阻R2使得信号H转变为高，使得RS触发器U6的设定输入转变为高 而信号B转变为高。当信号B转变为高后，信号G再度转变为高使得弹性 关闭时间控制开关Q6再度导通，信号H再度转变为低。因此信号G与H仅 有在F转变为低而信号B尚未根据信号H的转变而转变为高时，分别短暂 的下降为低及上升为高。因此，主开关Q1的关闭时间可依据感测次级测电 流状态的信号与参考电压的比较结果来弹性调整。

请参见图4，其显示本发明的第一较佳实施例中开关切换频率对灯管电 压的关系图。关系曲线1为使用固定关闭时间的控制方法的开关切换频率对 灯管电压的关系曲线，而关系曲线2为使用弹性关闭时间的控制方法的开关 切换频率对灯管电压的关系曲线。当灯管点亮时，镇流控制电路会采用固定 关闭时间的控制方法来控制主开关Q1的切换，因此开关切换频率对灯管电 压的关系会沿着关系曲线1来发展。也就是，即灯管电压从v0开始向v2变 化时，切换频率从f0沿曲线1变化。当灯管电压上升到v1时，灯管已经预 热完毕而灯管阻抗上升到一定值如一正常值，此时镇流控制电路会采用弹性 关闭时间的控制方法来控制主开关Q1的切换，因此开关切换频率对灯管电 压的关系会沿着关系曲线2来发展。因此镇流电路100的工作点会由图中的 0移动至1再移动至2，这样灯管电压会由电压v0上升至v1再上升至v2， 而开关切换频率会由频率f0下降至频率f1再上升至频率f2，且最大开关切 换频率f2会由最大灯管电压v2来决定。须注意的是电压v1与图2的参考电 压Vref2相关，例如v1与参考电压Vref2之间存在线性关系或比例关系等， 并且代表使用固定关闭时间的控制方法的关系曲线1的斜率可根据电阻R2 的电阻值与电容C2的电容值的选择来调整。

请参见图5，其显示本发明的一第二较佳实施例中开关切换频率对灯管 电压的关系图。在图4中若最大开关频率f2太高而使得镇流电路的成本较高 与转换效率较低时，可以增加一条新的使用固定关闭时间的控制方法的开关 切换频率对灯管电压的关系曲线至图4的关系图中来限制最大开关频率。如 图5所示，一条新的关系曲线3加入关系图中，代表使用固定关闭时间的控 制方法的开关切换频率对灯管电压的关系曲线。因此开关切换频率对灯管电 压的关系在灯管尚未预热完毕时会沿着关系曲线1来发展，而在灯管预热完 毕后会沿着关系曲线2来发展，并且在灯管电压上升至小于最大灯管电压v2 的一电压v3时沿着关系曲线3来发展。因此镇流电路100的工作点会由图 中的0移动至1再移动至3再移动至2，也即灯管电压会由电压v0上升至 v1再上升至v3，最后上升至v2，而开关切换频率会由频率f0下降至频率f1 再上升至频率f3，最后下降至最大灯管电压v2所对应的开关切换频率，其 中最大开关切换频率f3会由灯管电压v3来决定，且小于图4的最大开关切 换频率f2。

图6显示本发明的镇流控制电路的一第二较佳实施例的部分详细电路 图。与图2相比较，控制模式选择电路还包含磁滞比较器U7、电阻R7、第 三控制开关Q4与电阻R6，而固定关闭时间控制电路还包含电容C3。磁滞 比较器U7比较反映灯管状态信号D与另一个参考电压Vref3而输出控制信 号I。控制信号I经由电阻R7连接至第一控制开关Q2的控制端以及经由电 阻R6连接至第三控制开关Q4的控制端。电容C3的一端连接至第三控制开 关Q4的一端(若第三控制开关为例如一晶体三极管，则电容C3的一端连接 至第三控制开关Q4的集电极)而另一端与电容C2共同连接至电阻R2。须 注意的是图5的电压v1与图6的参考电压Vref2相关，而图5的电压v3与 参考电压Vref3相关。当灯管Lm预热完毕后且反映灯管状态信号D如灯管 电压大于参考电压Vref3时，第三控制开关Q4会导通使得电容C3能够经由 弹性关闭时间控制开关Q6放电以及经由电阻R2充电。因此在反映灯管信号 D大于参考电压Vref3时，经由电容C3的充电与放电动作可用来增加主开 关Q1的关闭时间以降低主开关Q1的开关切换频率。

图7显示图6的镇流控制电路的控制节点上的波形图。图7的波形图中 各个控制信号的波形变化与图3相似，其中图7中时间t0-t1的波形变化与图 3中时间t0-t1的波形变化类似，图7中时间t1-t2的波形变化与图3中时间 t1以后的波形变化类似，而图7中时间t2以后的波形变化与图3中时间t0-t1 的波形变化类似。此外，如前所述控制信号I为磁滞比较器U7比较反映灯 管状态信号D与另一个参考电压Vref3的输出信号，因此控制信号I在时间 t2之后，亦即反映灯管状态信号D大于参考电压Vref3时才会转变为高。因 此图7的波形图在此不予以赘述。

请参见图8，其显示本发明的一第三较佳实施例中开关切换频率对灯管 电压的关系图。为了更进一步缩减变压器T1的体积，可以将另一条使用固 定关闭时间的控制方法的开关切换频率对灯管电压的关系曲线加入至图5的 关系图中，而得到图8的关系图。与图5相比较，在图8中一条新的关系曲 线4加入关系图中，代表使用固定关闭时间的控制方法的开关切换频率对灯 管电压的关系曲线。因此开关切换频率对灯管电压的关系在灯管Lm尚未预 热完毕时会沿着关系曲线1与4来发展，而在灯管预热完毕后会沿着关系曲 线2来发展，并且在灯管电压上升至小于最大灯管电压v2的一电压v3时沿 着关系曲线3来发展。因此镇流电路的工作点会由图中的0移动至4再移动 至5再移动至6再移动至3最后移动至2，即灯管电压会由电压v0上升至 v4再上升至v1再上升至v5再上升至v3最后上升至v2，而开关切换频率会 由频率f0下降至频率f4再上升至频率f5再下降至频率f4再上升至频率f3 最后下降至最大灯管电压v2所对应的开关切换频率，其中最大开关切换频 率f3会由灯管电压v3来决定，且小于图4的最大开关切换频率f2。本发明 的第三实施例的优点相对于第二实施例在于最低开关切换频率由频率f1上 升至频率f4，使得频率变化范围缩减，如图8所示。

本发明的镇流控制电路的一第三较佳实施例的详细电路可为将图6的本 发明的镇流控制电路的一第二较佳实施例的详细电路扩充以改变控制模式 选择电路与固定关闭时间控制电路来实现。因此，如果想要实现本发明的镇 流控制电路的一第三较佳实施例，可加入一个磁滞比较器于图6中以比较反 映灯管状态信号D以及一参考电压Vref4，以及一个新的控制开关，其中该 新加入的磁滞比较器的输出控制信号通过一电阻连接至图6的第一控制开关 Q2的控制端，以及通过一电阻连接至新加入的控制开关的控制端，并且新 加入的控制开关的集电极经由一电容连接至电阻R2，其中该控制开关与该 电容的串联回路与图6的控制开关Q3和电容C2的串联回路并联。本实施例 的控制模式选择电路添加了磁滞比较器，新加入的控制开关和连接到开关 Q2以及新加入的控制开关控制端的电阻，并且固定关闭时间控制电路添加 了与新加入的控制开关连接的电容。另外一种可行的实施手段为将图6的磁 滞比较器U7改为一窗口比较器(window comparator)，其为两个运算放大器 所组成而能够将一输入电压与一低参考电压例如参考电压Vref4及一高参考 电压例如参考电压Vref3作比较，而当输入电压位于低参考电压与高参考电 压之间时，输出一个逻辑低信号。因此可设计为将图6的磁滞比较器U7改 为一窗口比较器，其中该窗口比较器的输入电压为反映灯管状态信号D，其 低参考电压为与图8的电压v4相关，而其高参考电压为与图8的电压v3相 关。此外，磁滞比较器U3的比较电压Vref2与图8所示的电压v5相关。因 此，当灯管电压小于电压v4时，控制开关Q3与Q4皆导通。当灯管电压在 电压v4与v5之间时，控制开关Q3导通而Q4截止。当灯管电压在电压v3 与v5之间时，控制开关Q3截止而Q4依然截止。当灯管电压在电压v2与 v3之间时，控制开关Q3依然截止而Q4导通。通过如此设定镇流控制电路， 便可以得到如图8所示的开关切换频率对灯管电压的关系图。

图9显示本发明的镇流控制电路实现于混合型的模拟/数字控制电路的 示意图。在图9中，一数字控制电路902，可为一微控制器单元例如MCU 或一数字信号处理器例如DSP所组成，用来对反映灯管状态信号D进行取 样，抓取耦合绕组L3的电压信号的下降沿，并且检测RS触发器U6的输出 信号B的准位，其中图9中的其余电路与前面所述的实施例相同。若反映灯 管状态信号D为低，数字控制电路902会采用固定关闭时间控制方法来控制 主开关Q1的开关切换。若反映灯管状态信号D为高，数字控制电路902会 采用弹性关闭时间控制方法来控制主开关Q1的切换。

图10显示本发明的第一较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图。流程开始于步骤1000。在步骤1002中，数字控制电路对反映灯 管状态信号D进行取样。在步骤1004，所取样的反映灯管状态信号D的准 位会被判断是否大于参考电压Vref2。若所取样的反映灯管状态信号D的准 位小于参考电压Vref2，则进行步骤1006以启动固定关闭时间控制方法(如 图4的关系曲线1)来控制主开关Q1的开关切换。若所取样的反映灯管状态 信号D的准位大于参考电压Vref2，则进行步骤1008以启动弹性关闭时间控 制方法(如图4的关系曲线2)来控制主开关Q1的开关切换。流程结束于步骤 1010。

图11显示本发明的第二较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图。流程开始于步骤1100。在步骤1102中，数字控制电路对反映灯 管状态信号D进行取样。在步骤1104，所取样的反映灯管状态信号D的准 位会被判断是否大于一第一参考电压Vref2。若所取样的反映灯管状态信号 D的准位小于第一参考电压Vref2，则进行步骤1106以启动一第一固定关闭 时间控制方法(如图5的关系曲线1)来控制主开关Q1的开关切换。若所取样 的反映灯管状态信号D的准位大于第一参考电压Vref2，则进行步骤1108 以判断所取样的反映灯管状态信号D的准位是否大于一第二参考电压 Vref3。若所取样的反映灯管状态信号D的准位小于第二参考电压Vref3，则 进行步骤1110以启动一弹性关闭时间控制方法(如图5的关系曲线2)来控制 主开关Q1的开关切换。若所取样的反映灯管状态信号D的准位大于第二参 考电压Vref3，则进行步骤1112以启动一第二固定关闭时间控制方法(如图5 的关系曲线3)来控制主开关Q1的开关切换。流程结束于步骤1114。

图12显示本发明的第三较佳实施例实现于一数字控制电路中的控制流 程示意图。流程开始于步骤1200。在步骤1202中，数字控制电路对反映灯 管状态信号D进行取样。在步骤1204，所取样的反映灯管状态信号D的准 位会被判断是否大于第一参考电压Vref2。若所取样的反映灯管状态信号D 的准位小于第一参考电压Vref2，则进行步骤1206以判断所取样的反映灯管 状态信号D的准位是否大于第二参考电压Vref4。若所取样的反映灯管状态 信号D的准位小于第二参考电压Vref4，则进行步骤1208以启动一第一关闭 时间控制方法(如图8的关系曲线1)来控制主开关Q1的开关切换。若所取样 的反映灯管状态信号D的准位大于第二参考电压Vref4，则进行步骤1210 以启动一第三关闭时间控制方法(如图8的关系曲线4)来控制主开关Q1的开 关切换。若所取样的反映灯管状态信号D的准位大于第一参考电压Vref2， 则进行步骤1212以判断所取样的反映灯管状态信号D的准位是否大于第三 参考电压Vref3。若所取样的反映灯管状态信号D的准位小于第三参考电压 Vref3，则进行步骤1214以启动一弹性时间控制方法(如图8的关系曲线2) 来控制主开关Q1的开关切换。若所取样的反映灯管状态信号D的准位大于 第三参考电压Vref3，则进行步骤1216以启动一第二关闭时间控制方法(如 图8的关系曲线3)来控制主开关Q1的开关切换。流程结束于步骤1218。

图13显示本发明的镇流控制电路实现于一数字控制电路的示意图。在 图13中，一数字控制电路1302，可为一微控制器单元或一数字信号处理器 所组成，用来对反映灯管状态信号D进行取样，抓取耦合绕组L3的电压信 号的下降沿，对流经主开关Q1的感测电流信号A进行取样。通过监控镇流 电路的状态与灯管的状态，数字控制电路1302可产生适当的驱动信号B来 控制主开关Q1的开关切换。图13与图9的差异在于图13中少了图9中的 U4、U5、U6等模拟电路，而由这些模拟电路实现的功能都由图13中的数 字控制电路来实现。

总合来说，本发明提出一种气体放电灯管的镇流控制电路以及控制方 法，其可以在当气体放电灯管刚点亮而阻抗值很低时，让镇流电路的主开关 的关闭时间为固定以避免变压器产生饱和，而在气体放电灯管正常运作而阻 抗值回升到一定值如一正常值时，让主开关的关闭时间为可弹性调整以便调 整主开关的切换频率。因此，本发明额外设置了一个控制模式选择电路、固 定关闭时间控制电路以及弹性关闭时间控制电路，其中控制模式选择电路可 根据灯管的一状态信号决定所想要的控制模式，并且所选择的控制模式驱动 固定关闭时间控制电路或弹性关闭时间控制电路，借此产生一模式选择信号 来驱动调制器产生调制信号，以控制主开关于所想要的控制模式下操作。因 此本发明可以在灯管刚点亮时控制开关以一固定的关闭时间来操作主开关 以避免变压器饱和，而在灯管预热完毕后控制主开关以一弹性的关闭时间来 操作主开关以增进切换效率。

本领域技术人员应当意识到在不脱离本发明所附的权利要求所揭示的 本发明的范围和精神的情况下所作的更动与润饰，均属本发明的权利要求的 保护范围之内。