调频接收器中基于干扰信号检测的自适应锁相环路带宽调整

摘要

FM接收器内的频率合成器使用锁相环路PLL来产生本机振荡器LO信号。将所述LO信号供应到混频器。所述FM接收器还包括干扰信号检测功能性。如果未检测到干扰信号，那么将所述PLL的环路带宽设定成具有相对较高的值，借此有利于抑制带内残余FM。如果检测到干扰信号，那么将所述PLL的所述环路带宽设定成具有相对较低的值，借此有利于抑制带外SSB相位噪声。通过视是否检测到干扰信号而定自适应地改变环路带宽，可放宽对所述PLL内的支路的性能要求，同时仍满足带内残余FM要求及带外SSB相位噪声要求。通过允许所述PLL的VCO因环路带宽的所述自适应改变而产生更多相位噪声，可减少VCO功率消耗。

说明书

技术领域

本发明涉及调频(FM)接收器内基于锁相环路(PLL)的频率合成器。

背景技术

小型化且集成式的FM(调频)无线电收发器通常涉及频率合成器的使用。频率合成器通常包括锁相环路(PLL)，且因此可被称为基于PLL的频率合成器。举例来说，如果集成式FM无线电收发器正在接收无线电发射，那么所述收发器内基于PLL的频率合成器产生本机振荡器(LO)信号。将LO信号供应到混频器，所述混频器为收发器的FM接收器部分的解调器的一部分。另一方面，如果FM无线电收发器正在发射无线电发射，那么使用同一基于PLL的频率合成器来输出经FM调制的信号。接着将经FM调制的信号放大且供应到天线以供发射。在强加于FM接收器内的此类基于PLL的频率合成器的设计的各种要求中，存在具有特定重要性的两个要求：1)带内残余FM，及2)带外SSB(单边带)相位噪声。

下文的表1陈述可强加于由FM收发器内基于PLL的频率合成器输出的LO信号的要求的实例。

表1

图1(现有技术)为展示FM频带的高于FM载波频率的59KHz宽部分的图。对于每一FM广播无线电台来说，存在高于FM载波的此类59KHz宽部分，及低于FM载波的一个此类59KHz宽部分。一般来说，通过在图1的特定频率范围部分中的一者内求LO信号中的相位噪声的积分而找出带内残余FM。举例来说，带内残余FM单音调(monotone)为SSB相位噪声在图1的单音调频率范围1内的量度。可根据下文的等式(1)通过在300Hz到5KHz范围内求SSB(单边带)相位噪声的积分而确定带内残余FM单音调(300Hz到5KHz)，在等式(1)中，L(f)为测得的PLL相位噪声且具有单位dBc/Hz：

等式(1)

带内残余FM立体声(stereo)为SSB相位噪声在图1的立体声频率范围2内的量度。可根据下文的等式(2)通过在33KHz到43KHz频率范围内求SSB相位噪声的积分而确定带内残余FM立体声：

等式(2)

带内残余FM RDS(无线电数据系统)为相位噪声在图1的RDS/RBDS频率范围3内的量度。可根据下文的等式(3)通过在55KHz到59KHz频率范围内求SSB相位噪声的积分而确定带内残余FM RDS：

$>{\mathrm{FMres}}_{\mathrm{RDS}}=\sqrt{2·\underset{55000\mathrm{Hz}}{\overset{59000\mathrm{Hz}}{\int }}{f}^2·{10}^{\frac{L\left(f\right)}{10}}\mathrm{df}}$>等式(3)

FM接收器所输出的音频的质量通常受带内残余FM限制。当不存在干扰信号时，残余FM通常为限制性性能参数，且确定有效音频信噪比(SNR)且因此确定音频质量，前提是载波噪声比(CNR)较高。然而，当存在干扰信号时，则FM接收器所输出的音频的质量通常受带外SSB相位噪声限制。对正接收的干扰信号及想要信号进行FM解调，从而引起因相互混频而导致的音频失真。此音频失真支配带内残余FM相位噪声的不利影响。在一个实例中，干扰信号为具有如下频率及功率的信号：所述频率及功率使得所述信号以导致实质带内信噪比降级的方式在接收器中与LO信号的相位噪声相互混频。邻近FM无线电信道的所发射的FM信号可为一种此类干扰信号的实例。

在涉及基于PLL的频率合成器的常规小型化且集成式FM接收器中，基于PLL的频率合成器的各种组件通常经定尺寸及经调谐以在无干扰信号条件及有干扰信号条件两者的情况下实现可接受的性能。

发明内容

FM接收器内的频率合成器使用锁相环路(PLL)来产生本机振荡器(LO)信号。在解调FM信号的过程中将所述LO信号供应到混频器。所述FM接收器还包括干扰信号检测功能性。根据一个新颖方面，至少部分地基于所述干扰信号检测功能性是否检测到干扰信号而改变所述PLL的环路带宽。

在一个特定实例中，如果所述干扰信号检测功能性未检测到干扰信号，那么将所述PLL的环路带宽设定成具有相对较高的环路带宽。相对较高的PLL环路带宽有利于减少带内残余FM。然而，如果所述干扰信号检测功能性检测到干扰信号，那么将所述PLL的所述环路带宽设定成具有相对较低的环路带宽。相对较低的PLL环路带宽有利于抑制带外SSB相位噪声。通过视是否检测到干扰信号而定来自动地且自适应地改变PLL的环路带宽，放宽对所述PLL的支路的性能要求，同时仍满足带内残余FM要求及带外SSB相位噪声要求。举例来说，实现低压控振荡器(VCO)相位噪声经常要求所述PLL内的VCO支路消耗相对较大量的功率，或要求将较大布局区域高质量因子螺旋电感器用于所述VCO的LC槽路中。通过允许所述VCO支路因上文所描述的PLL环路带宽的自适应改变而产生更多相位噪声，可减少由FM接收器中的所述VCO所消耗的功率的量，同时仍满足强加于FM接收器的性能要求。类似地，通过允许所述VCO支路因PLL环路带宽的自适应改变而产生更多相位噪声，所述PLL的尺寸可因不必使用较大布局区域高质量因子螺旋电感器而较小。

前文是概述且因此必然含有细节的简化、一般化及省略；因此，所属领域的技术人员将了解，所述概述只是说明性的，且无论如何无意为限制性的。如仅由所附权利要求书界定的本文中所描述的装置及/或过程的其它方面、发明性特征及优点将在本文中所陈述的非限制性具体描述内容中变得明显。

附图说明

图1(现有技术)为展示相对于FM载波频率的59KHz宽频率范围的图。

图2为根据一个新颖方面的移动通信装置100的简化图。

图3为图2的移动通信装置的FM发射器/接收器集成电路108的更详细的图。

图4为展示VCO相位噪声对总PLL相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

图5为展示电荷泵相位噪声对总PLL相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

图6为展示环路滤波器相位噪声对总PLL相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

图7为图3的干扰信号检测功能性148的图。

图8为基于干扰信号检测信息来调整PLL环路带宽的方法200的流程图。如果未检测到干扰信号，那么使用相对较高的PLL环路带宽，而如果检测到干扰信号，那么使用相对较低的PLL环路带宽。

图9为图3的FM发射器/接收器集成电路108的PLL 136中的环路滤波器140及电荷泵139的更详细的图。

图10为阐述图9的环路滤波器140及电荷泵139的电路元件的各种可能设定的表。

图11为阐述如下情形的表：应如何设定环路滤波器140及电荷泵139的电路元件以将PLL配置成具有相对较高的PLL环路带宽设定，及将PLL配置成具有相对较低的PLL带宽设定。

图12为展示如下情形的曲线图：根据图8的方法，在未检测到干扰信号及PLL环路带宽具有为183KHz的其第一相对较高值的操作条件下，图3的PLL 136的总相位噪声如何随频率而变化。

图13为展示如下情形的曲线图：根据图8的方法，在检测到干扰信号及PLL环路带宽具有为125KHz的其第二相对较低值的操作条件下，图3的PLL 136的总相位噪声如何随频率而变化。

具体实施方式

图2为根据一个方面的一种特定类型的移动通信装置100的极简化高级框图，移动通信装置100进行锁相环路(PLL)带宽调整方法。在本发明的实例中，移动通信装置100为电池供电的手持式装置，例如蜂窝式电话。蜂窝式电话100包括(除未说明的部分之外)用于接收及发射蜂窝式电话通信的天线101、RF收发器集成电路102，及数字基带集成电路103。在蜂窝式电话的操作的一个极简化阐释中，如果正在使用蜂窝式电话来接收作为蜂窝式电话交谈的一部分的音频信息，那么在天线101上接收传入发射104。将信号放大且在RF收发器集成电路102中对其进行下变频转换及滤波。在数字基带集成电路103中数字化、解调及解码之后，所得音频信息105可(例如)用以驱动扬声器(未图示)，，使得蜂窝式电话的用户可在蜂窝式电话交谈中听到另一扬声器。另一方面，如果将使用蜂窝式电话100来发射作为蜂窝式电话交谈的一部分的音频信息，那么作为移动通信装置的一部分的麦克风(未图示)接收声音且将所述声音转换成电信号。将电信号转换成音频信息106的数字值流。在数字基带集成电路103中将音频信息106编码、调制及转换成模拟形式。在RF收发器集成电路102中对所得模拟信号进行滤波及上变频转换。在被放大之后，所述信号作为发射107从天线101发射。蜂窝式电话操作的此阐释极为简化，且呈现于此处是为了提供用于阐释PLL带宽调整方法的操作的上下文。

除了上文所描述的蜂窝式电话功能性之外，蜂窝式电话100还具有接收及发射FM无线电通信(从大约76MHz到大约108MHz的FM VHF广播频带通信)的能力。为了提供此FM微型发射器无线电功能性，蜂窝式电话100包括经由串行总线109耦合到数字基带集成电路103的FM发射器/接收器集成电路108。举例来说，用户可使用蜂窝式电话100来接收及收听在FM VHF频带中的普通FM广播无线电台。当以此方式使用蜂窝式电话100时，将FM无线电信号110接收到印刷电路板(PCB)天线111上，且经由匹配网络119供应到FM发射器/接收器集成电路108。在替代方案中，如果耳机113经由连接器114附接到蜂窝式电话，那么将FM无线电信号110接收到天线113上，且经由匹配网络115供应到FM发射器/接收器集成电路108。通过FM接收器功能性116来解调传入FM信号。接着，可经由串行总线109将接收到的所得信息传达给数字基带集成电路103。数字基带集成电路103接着可驱动用户的扬声器或耳机，使得用户可收听FM广播信息。以此方式，蜂窝式电话100的用户可使用蜂窝式电话100来收听在76MHz到108MHz FM频带中的普通FM无线电台。

还可使用蜂窝式电话100来发射同一FM VHF频带中的FM信号。举例来说，用户可使用汽车的音频系统或家庭立体声系统的音频系统来收听存储在蜂窝式电话上的音频信息。在一个实例中，例如MP3文件等音频文件存储在蜂窝式电话100上，且用户希望在用户的汽车的声音系统上听到所述文件的音频。为了进行此过程，经由串行总线109将MP3文件从数字基带集成电路103传达到FM发射器/接收器集成电路108。将MP3信息转换成音频信息流，接着通过FM发射器功能性117将所述音频信息流进行FM调制到载波上。接着将FM无线电信号驱动到天线111上或驱动到天线113上(如果其被提供)。接着，可通过用户的汽车中的FM无线电调谐器来接收所得FM发射118。汽车的FM无线电接着接收FM发射118，且驱动汽车中的扬声器，就如同其经调谐以接收普通FM无线电台一样。以此方式，用户可使用蜂窝式电话100在用户的汽车中播放MP3音乐，其中MP3音乐存储在蜂窝式电话110中。这可在不将任何导线连接在蜂窝式电话100与汽车的FM无线电系统之间的情况下实现。

图3为图2的FM发射器/接收器集成电路108的更详细的图。FM接收路径从PCB天线111或从耳机导线天线113延伸穿过发射/接收(TR)前端开关120、穿过低噪声放大器(LNA)121、穿过混频器块122、穿过复合带通滤波器123、穿过一对模/数转换器(ADC)124及125且延伸到数字信号处理器(DSP)126。将由频率合成器129产生的本机振荡器信号(LO)128供应到混频器块122。箭头127表示所得数字化音频信息流。

FM发射路径从导体130延伸。箭头131表示传入的数字化音频信息流。DSP 132及相关联的∑-Δ调制器(sigma-delta modulator)133一起操作以将数字值流134供应到频率合成器129。此数字值流134致使频率合成器129输出FM信号135。通过缓冲器137A缓冲FM信号135，且通过功率放大器(PA)137放大FM信号135。FM信号135接着穿过TR开关120，且传递到天线(111及/或113)以供发射。因此，在接收路径及发射路径两者中均使用同一频率合成器129。

频率合成器129包括分数N型锁相环路(PLL)部分136及可编程输出除法器部分137。PLL部分136包括相位-频率检测器(PFD)138、电荷泵139、环路滤波器140、压控振荡器(VCO)141、VCO缓冲器141A及环路除法器142。从外部参考(例如，从外部晶体振荡器)供应19.2MHz参考时钟信号143。PFD 138将反馈信号144的相位与参考时钟信号143的相位进行比较，且适当地控制电荷泵139，使得供应到VCO 141的DC控制信号145增加或减少。增加或减少DC控制信号145，使得反馈信号144的相位保持锁定到参考频率信号143的相位。箭头59识别在通过缓冲器141A进行缓冲之后的VCO输出信号。

在例如图3的FM接收器等FM接收器中，对本机振荡器信号LO 128中的准许相位噪声的量作出限制。相位噪声为指示LO信号的谱纯度的程度的量。下文的等式4为针对本机振荡器信号LO 128中的总相位噪声的等式。

$>S_{\mathrm{\theta total}}\left(f\right)=S_{\mathrm{\theta CP}}\left(f\right)+S_{\theta T\mathrm{div}}\left(f\right)+S_{\mathrm{\theta VCO}}\left(f\right)+\frac{S_{\mathrm{\theta FLT}}\left(f\right)}{2}+S_{\mathrm{\theta REF}}\left(f\right)+S_{\mathrm{\theta BUFF}}\left(f\right)+S_{\mathrm{\theta \Sigma \Delta }}\left(f\right)$>

等式(4)

如等式4所指示，总相位噪声包括若干分量，包括归因于电荷泵139的分量S_θCP、归因于环路除法器142的分量S_θTdiv、归因于VCO 141的分量S_θVCO、归因于环路滤波器140的分量S_θFLT、归因于输入参考时钟信号143中的噪声的分量S_θREF、归因于VCO输出缓冲器141A的分量S_θBUFF，及归因于∑-Δ调制器133的分量S_θ∑Δ。

图4为展示VCO相位噪声对总相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

图5为展示电荷泵相位噪声对总相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

图6为展示环路滤波器相位噪声对总相位噪声的贡献如何随频率而变化的图。

在一个新颖方面中，考虑强加于FM接收器的残余FM相位噪声要求，且考虑强加于FM接收器的SSB相位噪声要求。首先，应认识到，如果不存在干扰信号，那么残余FM相位噪声要求通常比带外SSB相位噪声要求更难以得到满足。常规FM接收器中的音频质量通常因带内残余FM接近残余FM相位噪声要求而受限制，而SSB相位噪声要求容易得到满足。增加PLL环路带宽通常用以改进残余FM(减少残余FM)，但遗憾的是，其也用以使带外SSB相位噪声降级(增加带外SSB相位噪声)。

其次，应进一步认识到，如果存在干扰信号，那么带外SSB相位噪声要求通常比残余FM相位噪声要求更严格。常规FM接收器中的音频质量通常因带外SSB相位噪声接近带外SSB相位噪声要求而受限制，而残余FM相位噪声要求通常由某一裕量满足。减少PLL环路带宽通常用以改进带外SSB相位噪声(减少SSB相位噪声)，但遗憾的是，其也用以使残余FM相位噪声降级(增加残余FM相位噪声)。

进一步认识到，可经常检测干扰信号的存在。此检测是通过图3的DSP 126中的干扰信号检测功能性148以软件或固件的形式执行。处理器可执行指令(也被称为计算机可执行指令)的软件或固件程序存储于在DSP 126中或耦合到DSP 126的处理器可读媒体(也被称为计算机可读媒体)中。所述指令由DSP 126执行。

图7为干扰信号检测功能性148的一个实例的更详细功能图。通过将在数字滤波操作之前的传入接收信号(RSSI)的总功率I与在数字滤波操作之后的传入接收信号(RMSSI)的总功率C进行比较来检测干扰信号的存在。图7中的功能块155表示数字滤波操作。RSSI代表接收信号强度指示符。RSSI指示符由图7的功能块156产生。RMSSI代表接收平均强度信号指示符。RMSSI指示符由图7的功能块157产生。比较器块157将RSSI指示符与RMSSI指示符进行比较，且产生I/C比149。所述I/C比指示干扰信号的存在以及干扰信号的强度两者。I/C比149为是否存在干扰信号的指示。此确定仅仅为可检测干扰信号的存在的一种方式。可使用检测干扰信号的任何其它适合方式。

图8为根据一个新颖方面的基于干扰信号检测的PLL带宽调整方法200的流程图。如果未检测到干扰信号(步骤201)，那么将PLL 136控制成具有第一PLL环路带宽(步骤202)。第一PLL环路带宽相对较高，以便有利于及促进抑制带内残余FM。在一个实例中，在不存在干扰信号的操作条件下，模拟或测试集成电路108的FM接收器，且在考虑包括残余FM要求及带外SSB相位噪声要求的所有要求的情况下，记录产生最好音频质量的最佳PLL环路带宽。此所确定的PLL带宽为第一PLL环路带宽。在一个特定实例中，此第一带宽为183KHz。

然而，如果检测到干扰信号(步骤201)，那么将PLL 136控制成具有第二PLL环路带宽(步骤203)。第二PLL环路带宽相对较低(与第一PLL带宽相比)，以便有利于抑制带外SSB相位噪声。在一个实例中，在存在干扰信号的操作条件下，模拟或测试集成电路108的FM接收器，且在考虑包括残余FM要求及带外SSB相位噪声要求的所有要求的情况下，记录产生最好音频质量的最佳PLL环路带宽。此所确定的PLL环路带宽为第二PLL环路带宽。在一个特定实例中，此第二带宽为125KHz。

为了促进改变PLL 136的环路带宽，环路滤波器140为可编程环路滤波器。图9为可编程环路滤波器140的更详细的图。可编程环路滤波器140包括具有数控可变电阻的电阻元件R1及R2。可编程环路滤波器140还包括具有数控电容的电容元件C1、C2及C3。电阻元件的电阻及电容元件的电容由图3的导体150上的多位数字环路滤波器控制值决定。为了促进改变PLL 136的环路带宽，电荷泵139还为可编程电荷泵。如果图3的导体151上的一位数字电流控制值具有第一数字值，那么将电荷泵139控制成吸收和提供第一量的电流I_CP，而如果导体151上的一位数字电流控制值具有第二数字值，那么将电荷泵139控制成吸收和提供第二量的电流I_CP。尽管未用于此处所描述的特定操作实例中，但VCO 141的调谐敏感度(Kvco)是可变的，且可设定成具有如由经由导体152供应到VCO 141的一位数字K_VCO控制值决定的两个值中的一者。在目前所描述的操作实例中，将VCO 141的调谐敏感度设定成具有恒定值，且不改变导体152上的一位数字控制值。至少部分地基于是否已检测到干扰信号(如由干扰信号检测功能性148确定)，DSP 126内的PLL带宽控制逻辑功能性153在导体150、151及152上产生数字控制值。导体150、151及152上的控制值一起形成多位控制信号154。在干扰信号检测功能性148检测到干扰信号后，多位控制信号154的值即刻从第一值改变为第二值，使得PLL的带宽从第一PLL环路带宽改变为第二PLL环路带宽。如果在一段时间之后，干扰信号检测功能性148不再检测到干扰信号，那么多位控制信号154的值从第二值改变为第一值，使得PLL环路带宽从第二PLL环路带宽改变回到第一PLL环路带宽。

图10为陈述图9的各种电阻元件、电容元件及电流源元件可经控制以具有的不同电阻值、电容值及电流值的表。举例来说，可将图9的电容元件C1设定成具有在从25微微法拉到220微微法拉的范围内的十六个电容中的一个可选择电容。四位数字值确定电容器C1将具有这十六个电容中的哪一者。类似地，电阻元件R1的电阻由另一四位数字值决定。电容元件C2的电容由三位数字值决定。电阻元件R2的电阻由一位数字值决定。所有这些数字值经由导体150一起供应到环路滤波器140。类似地，可将电荷泵电流I_CP设定成具有为39微安的值，或为85微安的值。电荷泵139将吸收和提供这两个电流值中的哪一者由经由导体151供应到电荷泵139的一位数字电流控制值决定。

图11为陈述如下情形的一个特定实例的表：图3的PLL 136如何在步骤202中(在图8的方法200中)配置成具有第一相对较高的PLL环路带宽，及PLL 136如何在步骤203中配置成具有第二相对较低的PLL环路带宽。列300陈述如何设定电路元件R1、R2、C1、C2及C3以及电荷泵电流I_CP的值，使得PLL环路带宽具有大约为183KHz的其第一带宽值。如图8的流程图中所指示，如果未检测到干扰信号，那么使用这些设定。此第一高PLL环路带宽在不涉及干扰信号的操作条件下产生最佳音频质量。另一方面，列301陈述如何设定电路元件R1、R2、C1、C2及C3以及电荷泵电流I_CP的值，使得PLL环路带宽具有大约为125KHz的其第二相对较低带宽值。如图8的流程图中所指示，如果检测到干扰信号，那么使用这些设定。低PLL环路带宽在涉及干扰信号的操作条件下产生最佳音频质量。当在两个PLL环路带宽配置之间进行切换时，电容元件C1、C2及C3的电容未改变，借此最小化对PLL的干扰且减少PLL稳定时间。

图12为展示如下情形的曲线图：在未检测到干扰信号及PLL环路带宽具有为183KHz的其第一相对较高值的操作条件下，图3的PLL 136的总相位噪声400如何随频率而变化。总相位噪声400在所有频率下均低于接收器掩模408。

图13为展示如下情形的曲线图：在检测到干扰信号及PLL环路带宽具有为125KHz的其第二相对较低值的操作条件下，图3的PLL 136的总相位噪声500如何随频率而变化。总相位噪声500在所有频率下均低于接收器掩模508。

在一个或一个以上示范性实施例中，可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施所描述的功能。如果以软件实施，那么所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储在计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体而传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体及通信媒体两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由通用或专用计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，此计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以运载或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码装置且可由通用或专用计算机或通用或专用处理器存取的任何其它媒体。并且，严格地说，任何连接均被称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波等无线技术包括在媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软性磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘通过激光以光学方式再现数据。上述各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。

尽管上文出于指导目的而描述某些特定实施例，但本专利文献的教示具有一般适用性，且不限于上文所描述的特定实施例。可如图3所说明以软件执行干扰信号检测，或可通过硬件电路来进行干扰信号检测。干扰信号检测可发生于含有PLL的同一集成电路中，或可发生于不含有PLL的另一集成电路中。上文所陈述的改变PLL环路带宽的方式仅仅为实例。可控制其它PLL电路组件以改变PLL环路带宽，且可以其它方式控制以上描述中描述为正受控制的PLL电路组件以改变PLL环路带宽。改变PLL环路带宽的确定不需要完全地取决于是否已检测到干扰信号，而是还可部分地取决于其它信息。尽管上文结合涉及FM微型发射器的蜂窝式电话实例来描述基于干扰信号检测的自适应PLL带宽调整方法，但所述方法在FM接收器中具有一般适用性。因此，可在不脱离下文所陈述的所附权利要求书的范围的情况下，实践所描述的特定实施例的各种特征的各种修改、适应及组合。