一种宽带OFDM系统中的天线发送和接收校准方法

摘要

本发明提供了宽带OFDM系统中天线发送和接收校准的方法，在进行天线的发送校准时，通过发送频域序列的不同子载波区分不同发送通道，从而提高发送通道的接收数据的准确性，进而提高发送校准系数的准确性；同时，设置发送通道的频域序列满足相应时域序列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送其中一个周期数据，以尽量少地占用系统时间，在可用于天线校准的时间资源小于一个OFDM的情况下，仍能实现智能天线的发送校准。

说明书

技术领域

本发明涉及时延测量技术，特别涉及一种宽带OFDM系统中的天线发送 和接收校准方法。

背景技术

智能天线技术中，发射通路和接收通路的校准是关键环节。为了保证组 成智能天线阵的各天线单元的射频馈电缆和射频收发信机间基本没有差别， 即每条发射和接收链路具有相同的幅度和相位响应，要对每条发射和接收链 路进行幅度和相位补偿，也就是智能天线的校准过程。目前在智能天线校准 方面已公布了大量专利，但这些专利主要集中在单载波条件下的通道校准， 对智能天线多载波校准技术较少。

在申请号为200810044412.X发明专利申请中，公开了一种多载波智能 天线校准中频处理方法，该方法包括：发射校准时，校准检测天线通过复用 的中频单元同时接收经不同移位的载波参考信号，参考信号基带处理单元对 各基带信号进行处理，得到各阵列天线对不同载波参考信号的损耗和相位偏 差；接收校准时，校准检测天线通过复用的中频单元同时发射N路载波参考 信号，参考信号基带处理单元依次对阵列天线传送的N路基带信号进行基带 处理，计算每一路接收信号的功率和相位，得到各阵列天线对不同载波参考 信号的损耗和相位偏差。

上述多载波校准技术中在发送校准时采用码分法设置各个发送通道的 发送数据，由于各个发送通道的发送相对时延，导致采用码分法区分各个发 送通道的接收数据时的误差比较大，获得的发送校准系数精度较低；同时， 上述多载波校准技术需要占用整个OFDM符号，在宽带OFDM系统提供给 智能天线校准的时间资源小于一个OFDM符号的情况下无法实现智能天线 的校准。

发明内容

本发明提供了一种宽带OFDM系统中的天线校准方法，能够提高校准的 精度。

为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种宽带OFDM系统中的天线发送校准方法，包括：

a、确定所有发送通道上发送的用于天线发送校准的频域序列为： 其中，k_init和 k_end分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为 所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，m为可用于天线校 准的时间资源内的二进制序列的位数，且

b、将步骤a确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道，确定每 个发送通道的频域序列，其中，每个非零子载波仅分配给一个发送通道，每个 发送通道至少被分配两个非零子载波；

c、根据步骤b确定的每个发送通道的频域序列，确定相应发送通道的时域 周期序列，在每个发送通道的所述时域周期序列中选择一个周期的数据，并在 该周期的数据前加上循环前缀后从相应发送通道进行发送；

d、在接收端接收各个发送通道发送的序列，对接收的序列进行2^m点的FFT 变换，再将变换结果乘以2^H-m，得到频域序列Y(k)；

e、确定任一发送通道i对应的非零子载波k上的发送校准系数a_i(k)与频域 序列中相同子载波k上的采样值Y(k)相同；根据所述发送通道i上任意两个相邻 非零子载波上的发送校准系数，采用插值算法估计该两个相邻非零子载波间其 他子载波上的发送校准系数。

较佳地，所述采用插值算法估计两个相邻非零子载波间其他子载波上的发送 校准系数为：

计算发送通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量Δθ_i；

根据所述相位变化量Δθ_i，估计所述其他子载波上的发送校准系数为

$a_i\left(k\right)=\{H_i\left(k_0\right)+\frac{[H_i\left(k_1\right)-H_i\left(k_0\right)]}{k_1{-k}_0}·(k-k_0)\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)$

其中，k₀和k₁分别为所述两个相邻非零子载波的索引，且k₀＜k₁。

较佳地，所述将确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道为：

将确定的频域序列中的非零子载波等间隔依次循环分配给各个发送通道； 每个发送通道的频域序列为：其中， i＝1，2，…，p.，c＝0，1，2，…，cn(i)，p为发送通道的总数，i为发送通道的索引。

较佳地，对于任一发送通道i，所述发送通道i对应的非零子载波上的发送 校准系数为：a_i(k)＝Y(k)k＝[(l_min+i-1)+c·p]·2^H-m，c＝0，1，…，cn(i)；

所述计算发送通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量为Δθ_i：计算发 送通道i在整个频段上的群时延引起的相邻子载波上的平均相位变化量

${\mathrm{\Delta \theta }}_i=\frac{1}{(p·2^{H-m})·\mathrm{cn}\left(i\right)}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{a_i[((l_{\min }+i-1)+(c+1)·p)·2^{H-m}]}{a_i[((l_{\min }+i-1)+c·p)·2^{H-m}]}\right\}$

$=\frac{1}{(p·2^{H-m})·\mathrm{cn}\left(i\right)}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)·p)·2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c·p)·2^{H-m}]}\right\};$

所述根据相位变化量Δθ_i，估计所述其他子载波上的发送校准系数为

$a_i\left(k\right)=Y\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{p·2^{H-m}}·\exp [j(k-k_0)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]+Y\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{p·2^{H-m}}·\exp [j(k-k_1)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i].$

较佳地，该方法进一步包括：

根据所述发送通道i上前两个相邻非零子载波上的发送校准系数，采用插值 算法估计子载波k＝k_init～(k_min-1)上的发送校准系数，k_min为所述发送通道i上第一 个非零子载波的索引；

根据所述发送通道i上最后两个相邻非零子载波上的发送校准系数，采用插 值算法估计子载波k＝(k_max+1)～k_end上的发送校准系数，k_max为所述发送通道i上最 后一个非零子载波的索引。

一种宽带OFDM系统中的天线接收校准方法，包括：

a、确定一个发送通道上发送的用于天线接收校准的频域序列为： 其中，k_init和 k_end分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为 所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，m为可用于天线校 准的时间资源内的二进制序列的位数，且

b、根据所述频域序列确定所述发送通道的时域周期序列，在该时域周期序 列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从所述发送通 道进行发送；

c、在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接收通道i上 的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以2^H-m，得到该 接收通道i的接收频域序列Y_i(k)；

d、根据接收通道的所述接收频域序列Y_i(k)，确定任一接收通道i对应的非 零子载波k上的接收校准系数与该接收通道i所述接收频域序列中相同子载波k 上的采样值Y_i(k)相同；根据所述接收通道i上任意两个相邻非零子载波上的接收 校准系数，采用插值算法估计该两个相邻非零子载波间其他子载波上的接收校 准系数。

较佳地，所述采用插值算法估计两个相邻非零子载波间其他子载波上的接收 校准系数为：

计算发送通道i在所述两个相邻子载波上的相位变化量Δθ_i；

根据所述相位变化量Δθ_i，估计所述其他子载波上的接收校准系数为

$a_i\left(k\right)=\{H_i\left(k_0\right)+\frac{[H_i\left(k_1\right)-H_i\left(k_0\right)]}{k_1{-k}_0}·(k-k_0)\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)$

其中，k₀和k₁

$=Y_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{2^{H-m}}·\exp [j(k-k_0)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]+Y_i\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{2^{H-m}}·\exp [j(k-k_1)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]$

分别为所述两个相邻非零子载波的索引，且k₀＜k₁。

较佳地，对于任一接收通道i，所述接收通道i对应的非零子载波上的接收 校准系数为：a_i(k)＝Y_i(k)k＝l·2^H-m，l_min≤l≤l_max；

所述计算接收通道i在所述两个相邻子载波上的相位变化量Δθ_i为：计算接 收通道i在整个频段上的群时延引起的相邻子载波上的平均相位变化量

${\mathrm{\Delta \theta }}_i=\frac{1}{2^{H-m}·(l_{\max }-l_{\min })}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{a_i[(l+1)·2^{H-m}]}{a_i[l·2^{H-m}]}\right\}$

$=\frac{1}{2^{H-m}·(l_{\max }-l_{\min })}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y_i[(l+1)·2^{H-m}]}{Y_i[l·2^{H-m}]}\right\}.$

较佳地，该方法进一步包括：

根据所述接收通道i上前两个相邻非零子载波上的接收校准系数，采用插值 算法估计子载波k＝k_init～(k_min-1)上的接收校准系数，k_min为接收通道i上第一个非 零子载波的索引；

根据所述接收通道i上最后两个相邻非零子载波上的接收校准系数，采 用插值算法估计子载波k＝(k_max+1)～k_end上的接收校准系数，k_max为接收通道i 上最后一个非零子载波的索引。

由上述技术方案可见，本发明中，在进行天线的发送校准时，通过发送 频域序列的不同子载波区分不同发送通道，从而提高发送通道的接收数据的 准确性，进而提高发送校准系数的准确性；同时，设置发送通道的频域序列 满足相应时域序列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送 其中一个周期数据，以尽量少地占用系统时间，在可用于天线校准的时间资 源小于一个OFDM的情况下，仍能实现智能天线的发送校准。

在进行天线的接收校准时，设置发送通道的频域序列满足其相应时域序 列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送其中一个周期数 据，以尽量少地占用系统时间，在可用于天线校准的时间资源小于一个OFDM 的情况下，仍能实现智能天线的接收校准。

附图说明

图1为实施例一中的天线发送校准方法的流程示意图；

图2为实施例二中的天线接收校准方法的流程示意图；

图3为依照本发明方法计算的天线发送校准系数的误差(欧式距离)示 意图；

图4为依照本发明方法计算的天线发送校准系数的相位角误差示意图；

图5为依照本发明方法计算的天线接收校准系数的误差(欧式距离)示 意图；

图6为依照本发明方法计算的天线接收校准系数的相位角误差示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术手段和优点更加清楚明白，以下结合附图对本 发明做进一步详细说明。

本发明中，进行天线发送校准时，在各个发送通道发送数据，由一个接 收通道在设定的接收时刻接收所有发送通道发送的数据；多个发送通道发送 的数据如果通过频分方式进行区分，则每个发送通道占用不同的子载波进行 数据发送，在进行数据接收时，可以通过不同子载波上承载的数据区分不同 的发送通道数据，而通过后续的推导可知，在不同子载波上接收的数据采样 值与该非零子载波上的发送校准系数相等。基于此，可以在进行天线发送校 准时，为不同的发送通道分配不同的子载波资源，在接收端通过子载波区分 不同的发送通道，并利用发送通道对应的非零子载波上的接收数据采样值， 确定相应子载波上的发送校准系数。

进行天线接收校准时，在一个发送通道上发送数据，由各个接收通道在 各自设定的接收时刻接收发送通道发送的数据；多个接收通道各自进行数据 接收，通过后续的推导可知，对于每个接收通道，其在各个非零子载波上接 收的数据采样值与该非零子载波上的接收校准系数相等。基于此，可以在进 行天线接收校准时，由一个发送通道发送数据，利用每个接收通道接收的数 据中非零子载波上的接收数据采样值，确定相应接收通道的相应非零子载波 上的接收校准系数。

另外，本发明中，发送通道即指发送天线，接收通道即指接收天线。

上述即为本发明中进行天线发送和接收校准的基本原理和思路。接下 来，通过具体实施例详细描述本发明的具体实现。

实施例一：

本实施例中，进行天线的发送校准。如前所述，由多个发送通道同时发 送信号，一个接收通道在设定的时刻进行信号接收。图1为本发明中天线发 送校准方法的具体流程图，如图1所示，该方法包括：

步骤101，确定所有发送通道上发送的用于天线发送校准的频域序列。

本步骤需要确定用于天线发送校准的序列占用的频域资源。其中，从实 现的角度考虑，为了尽可能少地占用系统的时域资源，减小发送序列长度， 可以限制发送信号的频域序列X(k)在等间隔位置处的子载波上为非零值，其 它子载波上均为零值，使得此频域序列相应的时域序列为周期序列。这样， 在进行时域序列发送时，可以仅发送一个周期的数据，从而大大减少占用的 系统时域资源。同时，考虑各个发送通道发送数据到达接收通道的时延影响， 以及为抑制发送序列前的系统状态对接收数据的干扰，需要在确定发送的一 个周期的数据前加上循环前缀。

接下来，推导本实施例中用于时延测量的频域序列。设 X(k)k＝0，1，2，…，2^H-1.为宽带OFDM系统中共2^H个并行的子载波资源，对于常 数0≤k_init＜k_end≤2^H-1，仅k_init≤k≤k_end上的子载波用于传递数据，也即系统的可用 频率资源，两端数据恒为零值作为保护频带，即

X(k)＝0  k＜k_init|k＞k_end.                           (1)

宽带OFDM系统的天线校准技术就是要获取每个发送/接收通道在系统可用 子载波资源k_init≤k≤k_end上的每个子载波位置的幅度和相位特性。

假设宽带OFDM系统提供的一个OFDM符号内可用于发送校准序列的时间 长度大于2^mT_s(m≤H)，此时需要通过设置频域序列使其相应的时域序列为以2^m为周期的序列，令

    l_min＝int(k_init/2^H-m)+1                          (2)

    l_max＝int(k_end/2^H-m)                            (3)

令发送频域序列中k＝l·2^H-m(l_min≤l≤l_max)上的子载波为可用子载波资源，即可 以用于传递数据信息，其它子载波上均为零值，此时发送频域序列需满足：

当频域序列满足上式时，能够保证发送频域序列相应的时域序列为以2^m为 周期的周期序列，当整个OFDM符号发送周期序列时相应的接收序列也为相同 周期的周期序列，故可以只发送并接收一个周期长度的序列即可在占用系统提 供的有限时间资源的条件下一次实现宽带OFDM系统的天线校准。采用此方法 可以有效地减少系统占用的时域资源。

同时，由以上的推导可知，由宽带OFDM系统提供的一个OFDM符号内可 用时间资源2^mT_c的条件，可以确定进行宽带OFDM系统的天线校准时系统可用 于校准序列的频域资源为k＝l·2^H-m(l_min≤l≤l_max)上的子载波资源，其它子载波上均 为零值，此时相邻非零子载波的间隔为Δk＝2^H-m，可见，应该在系统提供的一个 OFDM符号内可用于天线校准的时间资源内发送尽可能长的二进制位长度的序 列，从而减小非零子载波间隔，提高宽带OFDM系统的频率校准精度。理想情 况下，m＝H，此时校准序列长度为整个OFDM符号长度，非零子载波间隔为1， 即此时k_init≤k≤k_end上的每个子载波均为可用于生成校准序列的频率资源。

步骤102，将步骤101确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送 通道，确定每个发送通道的频域序列。

在进行非零子载波分配时，将k＝l·2^H-m(l_min≤l≤l_max)上的非零子载波分配给 各个发送通道，即采用频分的方法区分不同的发送通道。为保证准确计算发 送通道的相对时延，进行非零子载波分配时需要满足如下条件：

(1)每个非零子载波仅分配给一个发送通道，从而实现通过频分区分 不同的发送通道；

(2)每个发送通道至少被分配两个非零子载波，从而可以利用两个非 零子载波上的校准系数进行插值，得到其他子载波上的发送校准系数。

进行天线校准时，目的是获得每个天线通道在每个载波频率上的幅度和 相位特性，因此在将非零子载波分配给发送通道时，除需要满足上述两个条 件外，优选地，采用等间距均匀分配非零子载波的方式，即可以将非零子载 波等间隔依次循环分配给各个发送通道，以保证获取的相邻校准系数间的频 率间隔较小，从而精确估计期间的零子载波上的校准系数。

接下来具体说明等间隔的分配方式：将非零子载波等间隔依次循环分配 给各个发送通道，每个发送通道分配的非零子载波个数为cn(i)+1，其中， cn(i)＝int{[l_max-(l_min+i-1)]/p}i＝1，2，…，p.        (5)

第i个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1，2，…，p表示发送通道的索引，p为发送通道的总数， c＝0，1，2，…，cn(i).，即令c取值满足l_min+i-1+c·p≤l_max。

为满足前述条件(2)，第i个发送通道分配的非零子载波个数cn(i)+1需要满 足cn(i)+1≥2，即l_max-l_min+1≥2p，l_max-l_min+1≥2p，于是得

$\mathrm{int}(k_{\mathrm{end}}/2^{H-m})-\mathrm{int}(k_{\mathrm{init}}/2^{H-m})\ge 2p$

$\Rightarrow k_2-k_1>2p·2^{H-m}---\left(7\right)$

$\Rightarrow 2^m>\frac{2p·2^H}{k_{\mathrm{end}}-k_{\mathrm{init}}}$

由上述可见，在本分配方式下，每个发送通道的频域序列如式(6)所 示，并且要求m满足式(7)。

实际系统中为每个发送通道分配多个非零子载波可以提高其计算的发 送校准系数的准确度，因此设计的发送序列相应的一个周期长度可适当大于 其临界值，保证占用适当的系统时间资源的条件下增加频域上非零子载波的 个数，从而提高计算结果的精度。

步骤103，根据步骤102确定的每个发送通道的频域序列，确定相应发 送通道的时域周期序列，在每个发送通道的时域周期序列中选择一个周期的 数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从相应发送通道进行发送。

本步骤中，根据前述确定的各个发送通道的频域序列得到相应的时域序 列。如前所述，通过使频域资源满足式(4)，从而使得相应时域序列为周期 序列，为尽量减少占用系统的时域资源，可以仅发送一个周期的时域数据。

具体地，由前述确定的第i个发送通道的频域序列进行IFFT变换，即可 以得到相应的时域序列x_i(n)。x_i(n)是以2^m为周期的周期序列，于是，只需发 送x_i(n)中一个周期的数据即可，考虑到不同发送通道发送数据的到达时刻的 不同，即不同发送通道具有相对时延，为提高时延计算精度，抑制符号间干 扰，在一个周期发送数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀。

仍以前述非零子载波分配方式为例，当确定的第i个发送通道的频域序 列如式(6)所示时，其相应的时域序列为：

$x_i\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\left[X_i\left(k\right)\right]$

$=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\Sigma }}\exp \{j\frac{2\pi }{2^H}·[(l_{\min }+i-1+c·p)·2^{H-m}]·n\}---\left(8\right)$

$=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\Sigma }}\exp [j\frac{2\pi }{2^m}·(l_{\min }+i-1+c·p)·n]$

在上述周期时域序列中选择一个周期的数据，再在该数据前加上循环前 缀，于是得到相应的第i个发送通道的时域序列分别为：

$x_i{\left(n\right)}^{\prime }=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\Sigma }}\exp [j\frac{2\pi }{2^m}·(l_{\min }+i-1+c·p)·(n-\mathrm{Prefix}\_\mathrm{cyclic})]---\left(9\right)$

循环前缀Prefix_cyclic的选取理论上至少大于各个发送通道发送相对时延 的绝对值，并且应保证接收的2^m数据的位置均在每个发送通道的响应序列之 内。

步骤104，在接收端接收各个发送通道发送的序列，对接收的序列进行2^m点的FFT变换，再将变换结果乘以2^H-m，得到频域序列Y(k)。

设τ时刻接收通道开始接收数据，不妨设接收到的2^m个点表示如下：

y(n)  n＝0，1，…，2^m-1.                           (10)

如前所述，x_i(n)是以2^m为周期的周期序列，当其在整个OFDM发送时， 获取的接收通道的接收序列也是以2^m为周期的周期序列，而上式中y(n)仅为 其中的一个周期的数据，于是，将其周期拓展成2^H点序列然后再进行 N＝2^H点的FFT变换，就可以求得周期序列相应的频域序列Y(k)，化简后 的表达式如下：

$Y\left(k\right)=\mathrm{FFT}{\left[\tilde{y}\left(n\right)\right]}_{N=2^H}$

$=\left(\begin{array}{cc}\underset{n=0}{\overset{2^m-1}{\Sigma }}y\left(n\right)·2^{H-m}·\exp (-j\frac{2\pi ·l·n}{2^m})& k=l·2^{H-m}\\ 0& k\ne l·2^{H-m}\end{array}\right)---\left(11\right)$

由上式可知，只需对接收序列y(n)作2^m点的FFT变换后乘上常数2^H-m， 即得出周期序列对应的频域序列Y(k)。

步骤105，确定任一发送通道i对应的非零子载波上的发送校准系数 a_i(k)。

设第i个发送通道在频域上的通道特性为H_i(k)，H_i(k)也为接收同步条件下 此通道的发送校准系数。设发送校准时第i个发送通道的相对时延为n_iT_s，T_s为 采样间隔，其在每个子载波上的校准系数为a_i(k)，此时接收序列相应的频域序列 Y(k)可以表示为：

$Y\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{p}{\Sigma }}{a}_i\left(k\right)X_i\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{p}{\Sigma }}{H}_i\left(k\right)·\exp (-j\frac{2\pi }{N}k·n_i)·X_i\left(k\right)---\left(12\right)$

式中，H_i(k)为第i个发送通道本身的频率特性，其主要是幅度值，相位主 要由时延引起的，N＝2^H。

由于采用频分法区分各个发送通道，每个非零子载波上的信息仅为其中 一个发送通道的信息，即对于任一非零子载波k，仅唯一对应一个发送通道i； 再结合发送通道i的频域序列表达式(式(6))和式(12)可知，在发送通 道i对应的非零子载波k上，X_i(k)＝1，因此在发送通道i对应的非零子载波 k上的校准系数a_i(k)＝Y(k)，即发送通道i对应的非零子载波k上的发送校准 系数a_i(k)与频域序列中相同子载波k上的采样值Y(k)相同。

由上述可见，宽带OFDM系统用于传递数据的子载波资源k_init≤k≤k_end上， 对于每个发送通道，由非零子载波上的频域采样值可以得出其在相应的子载 波上的发送校准系数。

步骤106，根据发送通道i上任意两个相邻非零子载波上的发送校准系 数，采用插值算法估计该两个相邻非零子载波间其他子载波上的发送校准系 数。

由式(12)可知，对于第i个发送通道，其在k_init≤k≤k_end子载波上的校准 系数的理论模型表示为：

$a_i\left(k\right)=H_i\left(k\right)·\exp (-j\frac{2\pi }{N}k·n_i)---\left(13\right)$

假定已知第i个发送通道在相邻两个子载波k₀和k₁上的校准系数分别为

$a_i\left(k_0\right)=H_i\left(k_0\right)·\exp (-j\frac{2\pi }{N}{k}_0·n_i)=Y\left(k_0\right)$和$a_i\left(k_1\right)=H_i\left(k_1\right)·\exp (-j\frac{2\pi }{N}{k}_1·n_i)=Y\left(k_1\right)$

则由(13)式中的模型采用相位线性插值算法估计其在k₀＜k＜k₁的子载波 上的发送校准系数的公式如下：

$a_i\left(k\right)=\{H_i\left(k_0\right)+\frac{[H_i\left(k_1\right)-H_i\left(k_0\right)]}{k_1-k_0}·(k-k_0)\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)$

$=\{H_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{k_1-k_0}+H_i\left(k_1\right)·\frac{{k-k}_0}{k_1-k_0}\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)---\left(14\right)$

$=a_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{k_1-k_0}·\exp [-j2\pi \frac{(k-k_0)}{N}{n}_i]+a_i\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{k_1-k_0}·\exp [-j2\pi \frac{(k-k_1)}{N}{n}_i]$

其中，为发送通道i在两个相邻子载波上的相位变化量Δθ_i，为简 化计算，将整个频段上的两个相邻子载波上的平均相位变化量作为Δθ_i，则可 以得到

$a_i\left(k\right)=a_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_0)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]+a_i\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_1)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]---\left(15\right)$

由上述推导可见，本步骤在具体进行插值算法计算其他子载波上的发送 校准系数时，具体方式可以为：

计算发送通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量Δθ_i；

根据相邻两个非零子载波上的发送校准系数和平均相位变化量Δθ_i，估计该 两个相邻非零子载波之间其他子载波上的发送校准系数为

$a_i\left(k\right)=\{H_i\left(k_0\right)+\frac{[H_i\left(k_1\right)-H_i\left(k_0\right)]}{k_1{-k}_0}·(k-k_0)\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)---\left(16\right)$

$=a_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_0)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]+a_i\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_1)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]$

其中，k₀和k₁分别为两个相邻非零子载波的索引，且k₀＜k₁。

同时，假定k_min为发送通道i上第一个非零子载波的索引，在计算k_min左 端子载波k＝k_init～(k_min-1)上的发送校准系数时，也可以采用上述式(16)，根 据发送通道i上前两个相邻非零子载波上的发送校准系数进行计算，其中，k₀＝k_min。

假定k_max为发送通道i上最后一个非零子载波的索引，在计算k_max右端子 载波k＝(k_max+1)～k_end上的发送校准系数时，也可以采用上述式(16)，根据发 送通道i上最后两个相邻非零子载波上的发送校准系数进行计算，其中，k₁＝ k_max。

另外，在上述利用插值算法估计其他子载波上的发送校准系数中，在计 算发送通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量Δθ_i时，可以采用现有的 各种方式来计算。在本申请人的申请号为201010241160.7的发明专利申请 中，给出了一种计算相邻两个子载波平均相位变化量的方法，其中具体平均 相位变化量的计算方式与前述步骤102中为发送通道分配非零子载波的方式 有关。具体地，当采用等间隔方式进行非零子载波的分配时，计算平均相位 变化量的方式为：

$=\frac{1}{(p·2^{H-m})·\mathrm{cn}\left(i\right)}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)·p)·2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c·p)·2^{H-m}]}\right\}.$

至此，本发明中的天线发送校准系数的计算方法流程结束。接下来，可 以按照上述计算得到的天线发送校准系数进行天线发送校准，具体方式与现 有相同。

实施例二：

本实施例中，进行天线的接收校准。如前所述，由一个发送通道发送信 号，多个接收通道在设定的时刻进行信号接收。图2为本发明中天线接收校 准方法的具体流程图，如图2所示，该方法包括：

步骤201，确定一个发送通道上发送的用于天线接收校准的频域序列。

与天线发送校准中步骤101相类似地，为尽可能地减少系统占用的时域 资源，减小发送序列长度，可以限制发送信号的频域序列X(k)在等间隔位置 处的子载波上为非零值，其它子载波上均为零值，使得此频域序列相应的时 域序列为周期序列。

具体确定的发送通道占用的频域资源与实施例一步骤101中确定的相 同，即如式(4)所示。由于仅通过一个发送通道进行数据发送，因此式(4) 即为该发送通道的频域序列。

同时，为实现接收校准系数的准确测量，还需要满足如下条件：发送通 道的频域序列中至少包括两个非零子载波，从而可以利用两个非零子载波上 的接收校准系数进行插值，得到其他子载波上的接收校准系数。

为满足上述条件，每个接收通道的接收信号中包括的非零子载波个数 int(k_end/2^H-m)-int(k_init/2^H-m)≥2 l_max-l_min+1满足条件l_max-l_min+1≥2，即

$\Rightarrow 2^m>\frac{2^{H+1}}{k_{\mathrm{end}}-k_{\mathrm{init}}}$

实际系统中上述条件很容易满足，而且实际系统占用适当的时间资源使 发送序列相应的一个周期的序列长度2^m足够长，减少其相应的频域序列中非 零子载波间的频率间隔2^H-m，从而提高接收天线校准的准确性。

步骤202，根据步骤201确定的频域序列确定发送通道的时域周期序列， 在该时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前 缀后从该发送通道进行发送。

频域序列X(k)对应的时域序列为

$x\left(n\right)=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\Sigma }}X(l·2^{H-m})·\exp [j\frac{2\pi }{2^H}·(l·2^{H-m})·n]---\left(17\right)$

$=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\Sigma }}X(l·2^{H-m})·\exp [j\frac{2\pi }{2^m}·l·n]$

此时，x(n)是以2^m为周期的周期序列，于是，只需发送x(n)中一个周期的数 据即可，考虑到发送数据在不同接收通道中到达时刻的不同，在一个周期发送 数据前加上Prefix cyclic个循环前缀，于是，发送通道的发送序列设置如下：

$x\left(n\right)=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\Sigma }}\exp [j\frac{2\pi }{2^m}·l·(n-\mathrm{Prefix}\_\mathrm{cyclic})]---\left(18\right)$

其中，n＝0，1，…，(2^m+Prefix cyclic-1).。

循环前缀Prefix cyclic的选取理论上至少大于各个接收通道的接收相对时 延绝对值，从而保证接收的2^m个数据的位置均在发送通道发送序列到达各个 接收通道的响应序列之内。

步骤203，在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接 收通道i上的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以 2^H-m，得到该接收通道i的接收频域序列Y_i(k)。

设τ时刻各个接收通道开始接收数据，不妨设各个接收通道接收到的2^m个 点表示如下：

y_i(n)n＝0，1，…，2^m-1.                                (19)

实际上，x(n)是以2^m为周期的周期序列，当其整个OFDM发送时，获取的 接收通道的接收序列也是以2^m为周期的周期序列，而上式中y_i(n)仅为其中的一 个周期的数据，于是，将其周期拓展成2^H点序列后进行N＝2^H点的FFT变 换可以求得其相应的频域序列Y_i(k)，化简后的表达式如下：

$Y_i\left(k\right)=\mathrm{FFT}{\left[{\tilde{y}}_i\left(n\right)\right]}_{N=2^H}$

$=\left(\begin{array}{cc}{2}^{H-m}·\underset{n=0}{\overset{2^m-1}{\Sigma }}{y}_i\left(n\right)·\exp (-j\frac{2\pi ·l·n}{2^m})& k=l·2^{H-m}\\ 0& k\ne l·2^{H-m}\end{array}\right)---\left(20\right)$

由上式可知，只需对接收序列y_i(n)作2^m点的FFT变换后乘上常数2^H-m即得 出周期时域序列对应的频域序列Y_i(k)。

步骤204，确定任一接收通道i对应的非零子载波上的接收校准系数。

设第i个接收通道在频域上的通道特性为H_i(k)，H_i(k)也为接收同步条件下 此通道的接收校准系数。设接收校准时第i个接收通道的接收相对时延为n_iT_s， T_s为采样间隔，此时接收通道i相应的频域序列Y_i(k)可以表示为：

$Y_i\left(k\right)=H_i\left(k\right)·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i),k=l·2^{H-m}---\left(21\right)$

式中，H_i(k)为第i个接收通道本身的频率特性，其主要是幅度值，相位主要 由时延引起的，N＝2^H。

由发送通道的频域序列表达式式(4)和式(21)可知，在接收通道i 的每个非零子载波上的接收校准系数为：

a_i(k)＝Y_i(k)  k＝l·2^H-m，l_min≤l≤l_max    (22)

即接收通道i对应的非零子载波k上的接收校准系数a_i(k)与该接收通道 i的接收频域序列中相同子载波k上的采样值Y(k)相同。

由上述可见，宽带OFDM系统用于传递数据的子载波资源k_init≤k≤k_end上， 对于每个接收通道，由非零子载波上的频域采样值可以得出其在相应的子载 波上的接收校准系数。

步骤205，根据接收通道i上任意两个相邻非零子载波上的接收校准系 数，采用插值算法估计该两个相邻非零子载波间其他子载波上的接收校准系 数。

其中，具体利用插值算法计算其他子载波上接收校准系数的方式，与实 施例一中步骤106计算其他子载波上发送校准系数的方式相同，区别仅在于， 本步骤中利用的是接收通道i上相邻的两个非零子载波上的校准系数和该接 收通道i上相邻两个子载波上的平均相位变化量Δθ_i，即：

计算接收通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量Δθ_i；

根据接收通道i上相邻两个非零子载波上的接收校准系数和平均相位变化 量Δθ_i，估计该两个相邻非零子载波之间其他子载波上的接收校准系数为

$a_i\left(k\right)=\{H_i\left(k_0\right)+\frac{[H_i\left(k_1\right)-H_i\left(k_0\right)]}{k_1{-k}_0}·(k-k_0)\}·\exp (-j2\pi \frac{k}{N}{n}_i)---\left(23\right)$

$=a_i\left(k_0\right)·\frac{k_1-k}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_0)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]+a_i\left(k_1\right)·\frac{k-k_0}{k_1-k_0}·\exp [j(k-k_1)·{\mathrm{\Delta \theta }}_i]$

其中，Δθ_i为接收通道i上相邻两个子载波间的平均相位变化量，a_i(k₀)和 a_i(k₁)分别为接收通道i上两个相邻非零子载波的接收校准系数，且k₀＜k₁。

同时，假定k_min为接收通道i上第一个非零子载波的索引，在计算k_min左 端子载波k＝k_init～(k_min-1)上的接收校准系数时，也可以采用上述式(23)，根 据接收通道i上前两个相邻非零子载波上的发送校准系数进行计算，其中，k₀＝k_min。

假定k_max为接收通道i上最后一个非零子载波的索引，在计算k_max右端子 载波k＝(k_max+1)～k_end上的接收校准系数时，也可以采用上述式(23)，根据接 收通道i上最后两个相邻非零子载波上的发送校准系数进行计算，其中，k₁＝ k_max。

另外，在上述利用插值算法估计其他子载波上的接收校准系数中，在计 算接收通道i在两个相邻子载波上的平均相位变化量Δθ_i时，可以采用现有的 各种方式来计算。在本申请人的申请号为201010241160.7的发明专利申请 中，给出了一种计算接收通道上的相邻两个子载波平均相位变化量的方法， 具体方式为：

$=\frac{1}{2^{H-m}·(l_{\max }-l_{\min })}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }-1}{\Sigma }}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y_i[(l+1)·2^{H-m}]}{Y_i[l·2^{H-m}]}\right\}.$

至此，本发明中的天线接收校准系数的计算方法流程结束。接下来，可 以按照上述计算得到的天线接收校准系数进行天线接收校准，具体方式与现 有相同。

下面给出本发明中的天线校准方法的仿真结果。设共有p＝8个天线通道， 宽带系统一个OFDM符号长度N＝2048＝2¹¹，即式(l)中H＝11；系统数据传输所 用子载波为中间的1200个子载波，两端子载波上的值恒为零作为频率保护间隔， 此时k_init＝424，k_end＝1623，即k＝424～1623上的子载波为系统传输数据的子载波； 若设置发送序列一个周期的长度2^m＝512，即m＝9，此时l_min＝106，l_max＝405，设 置循环前缀长度为Prefix cyclic＝80。设置各个发送/接收通道的发送/接收相对时延 为最大值3T_s的随机数，以第4个发送/接收通道为例，图3为依照本发明方法计 算的天线发送校准系数的误差(欧式距离)示意图，图4为依照本发明方法计 算的天线发送校准系数的相位角误差示意图，图5为依照本发明方法计算的天 线接收校准系数的误差(欧式距离)示意图，图6为依照本发明方法计算的天 线接收校准系数的相位角误差示意图。由以上的仿真结果可以看出，本发明的 一种基于宽带OFDM系统的天线校准方法获取的校准系数具有很高的精确度。

通过上述本发明的具体实现可见，本发明在发送校准时采用频分法设置各 个发送通道的发送数据，可以将接收序列在频域完全区分各个发送通道对应的 接收信号，获得各个发送通道在其相应的子载波上的发送校准系数，理论上这 些校准系数是精确的，因此相比码分法具有很高的精确度，并且通过仿真结果 也验证了其发送校准系数的准确性；同时，本发明中在占用系统时间资源一定 条件下首先确定了可用于天线校准的等间隔非零子载波位置，由非零子载波上 的频域序列确定了时域序列为周期序列，从而在只发送一个周期的时域校准序 列的条件下一次获取了宽带OFDM系统的天线在每个非零子载波上的发送/接收 校准系数；进一步优选地，本发明在详细地考虑了通道的群时延条件下建立了 各个通道在每个子载波上的发送/接收校准系数的理论模型，采用基于时延信息 的相位线性插值算法根据相邻非零子载波上的校准系数估计其间的零子载波上 的校准系数，因此本发明不需要提前进行通道的环回时延校准。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本 发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在 本发明保护的范围之内。