一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器

摘要

本发明属于射频集成电路设计技术领域，具体为一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器。该混频器包括基本的吉尔伯特混频单元、最优偏置电路和谐波控制电路；吉尔伯特混频单元包括跨导级、开关级和负载级；最优偏置电路包括吉尔伯特混频单元跨导级器件的复制或者同比例缩小、流过微小电流的电阻链和构成两个反馈环路的运算放大器；最优偏置电路中电阻链的中点提供吉尔伯特混频单元中跨导管的直流偏置；谐波控制电路由可调有源电感和谐波控制电容构成，该谐波控制电路连接在吉尔伯特混频单元跨导管漏端。本发明优化了所产生最优偏置的准确度，克服了二次谐波反馈效应。本发明适用于需要高线性度有源混频器的无线通信收发机电路。

说明书

技术领域

本发明属于射频集成电路设计技术领域，具体涉及一种带有改进的自动最优偏置和可调有源电感谐波控制的高线性度吉尔伯特混频器。

背景技术

混频器是射频集成电路中最基本模块之一。在收发机电路中，混频器实现频率搬移。与无源混频器相比较，有源混频器可以提供转换增益以进一步抑制后级电路的噪声。吉尔伯特混频单元可以提供良好的射频端与本振端之间的隔离。因此，基于吉尔伯特混频单元的有源混频器得到了广泛的应用。

图1为经典的吉尔伯特混频单元，包括作为跨导级的第一和第二NMOS管NM1-NM2、作为开关级的第三到第六NMOS管NM3-NM6、作为负载级的第一和第二负载电阻R_L1-R_L2以及第一到第四偏置电阻R_b1-R_b4、第一到第四交流耦合电容C_C1-C_C4。跨导级将输入射频电压信号转换为电流；然后，开关级通过电流切换实现频率转换；最终，负载级实现电流到电压的转换。吉尔伯特混频单元中的跨导级、开关级以及负载级累叠在电源和地之间。随着工艺的不断进步，电源电压不断降低，吉尔伯特混频单元的这种堆叠结构不利于其线性度性能。然而，射频收发机系统往往对混频器有着较高的线性度指标要求。因此，有必要对经典的吉尔伯特混频单元进行改进以优化其线性度性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种高线性度吉尔伯特混频器，可以应用在对混频器有着较高线性度要求的收发机系统中。

本发明提供的高线性度吉尔伯特混频器，包括基本的吉尔伯特混频单元、最优偏置电路和谐波控制电路。其中，所述吉尔伯特混频单元主要包括跨导级、开关级和负载级。跨导级将输入射频电压信号转换为电流；然后，开关级通过电流切换实现频率搬移；最终，负载级实现电流到电压的转换。所述最优偏置电路主要包括吉尔伯特混频单元跨导级器件的复制或者同比例缩小、流过微小电流的电阻链和构成两个反馈环路的运算放大器。最优偏置电路中电阻链的中点提供吉尔伯特混频单元中跨导管的直流偏置。所述谐波控制电路由可调有源电感和谐波控制电容构成，该谐波控制电路连接在吉尔伯特混频单元跨导管漏端。 

吉尔伯特混频单元中的开关级器件工作在开关状态，负载级可选用无源元件，因此，开关级和负载级均不是主要的非线性来源。针对作为主要非线性来源的跨导级，本发明对其线性度进行优化。综合低频和高频两方面考虑，本发明提出了自动最优偏置电路和谐波控制电路。

针对低频特性，本发明中的最优偏置电路可以将吉尔伯特混频单元中的跨导管自动偏置在三阶跨导非线性系数过零点的位置。本发明通过引入反馈环路使得最优偏置电路中复制跨导管和混频单元中跨导管的漏源电压相同，优化了所产生偏置的准确度。

针对高频时的二次谐波反馈效应对线性度性能的影响，混频单元跨导管漏端的两倍信号频率串联谐振网络实现谐波控制。本发明采用基于可调有源电感的串联谐振网络。与传统的采用片上螺旋电感和键合线电感的方案相比较，本发明不仅省面积而且健壮。

附图说明

图1为经典的吉尔伯特混频单元电路图。

图2为漏源电压300mV，不同栅源电压时的一阶、二阶和三阶跨导非线性系数。

图3为漏源电压分别为300mV和800mV，不同栅源电压时的三阶跨导非线性系数比较。

图4为本发明的电路图。

图5为本发明中可调有源电感的一种实现。

具体实施方式

首先结合本发明电路，对线性度的理论进行分析。

如前所述，跨导级是吉尔伯特混频单元的主要非线性来源，我们将对其非线性特性进行分析。实验样本为0.13μm CMOS工艺下尺寸为60μm×0.13μm的NMOS管。需要注意的是，本发明可推广到其他特征尺寸的CMOS工艺。

在一般工作条件下，吉尔伯特混频单元中跨导管的非线性主要来自其跨导的非线性。跨导管的漏电流可按跨导非线性进行泰勒展开，如式(1)所示。

                                                                                          (1)

其中，I_DC 为直流偏置电流，g_m(n) 为非线性跨导的n阶展开系数，v_gs为栅源小信号电压。

图2给出了漏源电压为300mV时，不同栅源电压对应的一阶、二阶和三阶跨导非线性系数仿真结果。兼顾到实验样本工艺1.2V的电源电压以及跨导管工作在饱和区的需要，漏源电压取为300mV。

三阶跨导非线性可以直接产生三阶非线性产物。从图2可以看出，尽管三阶跨导非线性系数的值在一些栅源偏置电压位置会很大，但是其存在一个过零点。倘若将跨导管偏置在该过零点位置，由三阶跨导非线性直接产生的三阶非线性产物将很小。该位置被称作“最优偏置”。需要注意的是，最优偏置对应的栅源偏置电压的值还受到漏源电压的影响。即便对于工作在饱和区的器件，这一影响仍然存在，且在深亚微米CMOS工艺下这一效应更为显著。图3给出了漏源电压分别为300mV和800mV的情况下，不同栅源偏置电压时的三阶跨导非线性系数仿真结果。从图3可以看出，两种漏源电压情况下的最优偏置位置不同。且由于三阶跨导非线性系数在最优偏置附近斜率较大，变化较快，对于某一漏源电压来说的最优偏置，在另一漏源电压情况下，相对应的三阶跨导非线性系数会较大。

以上的非线性分析只考虑了低频特性，在工作频率较高时，即便对于准确偏置在最优偏置处的器件，倘若不采用其他技术手段，其线性度将受到二次谐波反馈效应的限制。从图2可以看出，在最优偏置处，三阶跨导非线性系数为零；然而，二阶跨导非线性系数此时达到其最大值。尽管二阶跨导非线性并不能直接产生三阶非线性产物，但是在高频时，其产生的二阶非线性产物可通过栅漏电容馈通到栅端，并与输入信号混合，最终在二阶跨导非线性作用下间接地产生三阶非线性产物。例如，输入频率分别为f₁和f₂的双音信号，二阶非线性产物将位于2f₁和2f₂处，当它们馈通到输入端，并与输入信号累加，最终在二阶跨导非线性作用下可产生三阶非线性产物|2f₂-f₁|和|2f₁-f₂|。由于差分输入端的二阶非线性产物相位相同，最终由于二次谐波反馈效应产生的三阶非线性产物将是差分的。

下面将基于前面低频和高频线性度的理论分析，对本发明电路的工作机理和特点作进一步的详细说明。

图4给出了本发明的电路图，包括基本的吉尔伯特混频单元、自动最优偏置电路和谐波控制电路。吉尔伯特混频单元包括第一到第六NMOS管NM1-NM6、第一和第二负载电阻R_L1-R_L2、第一到第四偏置电阻R_b1-R_b4和第一到第四交流耦合电容C_C1-C_C4；自动最优偏置电路包括第七到第十NMOS管NM7-NM10、第一和第二PMOS管PM1-PM2、第一和第二电流源I1-I2、第一到第四电阻R1-R4、第一和第二大电阻R_big1-R_big2以及第一和第二运算放大器OPA1-OPA2；谐波控制电路包括可调有源电感L_TAI以及第一和第二谐波控制电容C_hc1-C_hc2。

吉尔伯特混频单元中第一和第二NMOS管NM1、NM2源端接地，第一NMOS管NM1漏端接第三和第四NMOS管NM3、NM4源端，第二NMOS管NM2漏端接第五和第六NMOS管NM5、NM6源端；第三和第五NMOS管NM3、NM5漏端相连并经第一负载电阻R_L1连接到电源，第四和第六NMOS管NM4、NM6漏端相连并经第二负载电阻R_L2连接到电源。最优偏置电路中第一和第二电流源I1、I2的微小电流流经由第一到第四电阻R1-R4构成的电阻链，电阻链中点连接到吉尔伯特混频单元跨导管的直流偏置点；第七到第十NMOS管NM7-NM10的源端接地，栅端依次连接到上述电阻链中的节点，第七和第九NMOS管NM7、NM9的漏端与第一PMOS管PM1的漏端相连，第八和第十NMOS管NM8、NM10的漏端与第二PMOS管PM2的漏端相连；第一和第二PMOS管PM1、PM2源端接电源，并构成电流镜；第一运算放大器OPA1的正负输入端分别接到第二PMOS管PM2和第一PMOS管PM1的漏端，输出端接到第七NMOS管NM7的栅端；第二运算放大器OPA2的正输入端接到第一PMOS管PM1的漏端，负输入端接到由第一和第二大电阻R_big1、R_big2采集到的吉尔伯特混频单元跨导管漏端电压，输出端接到第一和第二PMOS管PM1、PM2的栅端。谐波控制电路第一和第二谐波控制电容C_hc1、C_hc2连接在吉尔伯特混频单元跨导管漏端，其中点经可调有源电感L_TAI接地。

经过以下数学推导可得到三阶跨导非线性系数的数学表达式：

                                             (2)

                                            (3)

  (4)

寻找最优偏置，也即寻找可使得式(4)分子为零的栅源偏置电压V_GS。

在图4所示的本发明电路中，自动最优偏置电路包括第七到第十NMOS管NM7-NM10、第一和第二PMOS管PM1-PM2、第一和第二电流源I1-I2、第一到第四电阻R1-R4、第一和第二大电阻R_big1-R_big2以及第一和第二运算放大器OPA1-OPA2。微小电流流过由第一到第四电阻R1-R4构成的电阻链，第一到第四电阻R1-R4的电阻取值比例如图中所示。这样，令电阻链的中点处为偏置电压V_GS，电阻链其他节点位置可产生式(4)分子中的四个偏置电压，也即V_GS+3?V/2、V_GS+?V/2 、V_GS-?V/2和 V_GS-3?V/2。

第七到第十NMOS管NM7-NM10为吉尔伯特混频单元中跨导管第一和第二NMOS管NM1、NM2的复制或者同比例缩小。对应于前述的四个偏置电压和式(4)分子中各项的比例系数，第七到第十NMOS管NM7-NM10的宽长比如图4所标注。这样，第七NMOS管NM7、第九NMOS管NM9、第八NMOS管NM8和第十NMOS管NM10可依次产生式(4)分子中的四项。

第七NMOS管NM7和第九NMOS管NM9的漏端连接到一起，相对应于式(4)分子中前两项的电流求和。第八NMOS管NM8和第十NMOS管NM10的漏端也连接到一起，相对应于式(4)分子中后两项的电流求和。有着相同尺寸的第一和第二PMOS管PM1、PM2构成电流镜。当第一和第二PMOS管PM1、PM2的漏端电压相同时，它们的漏电流相同，也即第七NMOS管NM7和第九NMOS管NM9漏电流之和与第八NMOS管NM8和第十NMOS管NM10漏电流之和相同。此时，式(4)的分子部分为零，电阻链的中点处电压即为最优偏置。在图4所示的电路中，OPA1组成的反馈环路可使得第一和第二PMOS管PM1、PM2的漏端电压相同。

前面的理论分析指出，最优偏置处栅源偏置电压的值还受到漏源电压的影响。在图4所示的电路中，吉尔伯特混频单元中跨导管第一和第二NMOS管NM1、NM2的漏端电压被第一和第二大电阻R_big1、R_big2采集，第二运算放大器OPA2构成的反馈环路可使得其值与最优偏置电路中第七到第十NMOS管NM7-NM10的漏端电压相同。这样，电阻链中点处电压不仅对于第七到第十NMOS管NM7-NM10来说是最优偏置，对于第一和第二NMOS管NM1、NM2来说同样是最优偏置。

至此，吉尔伯特混频单元中的跨导管可通过本发明中改进的自动最优偏置电路准确偏置在三阶跨导非线性系数过零点位置，满足了低频线性度优化的需要。

为了提高高频时的线性度性能，图4所示的电路采用基于可调有源电感的谐波控制电路抑制二次谐波反馈效应。

从前面的高频线性度理论分析可以看出，二次谐波反馈效应源于二阶非线性产物通过栅漏电容到栅端的馈通。谐波控制技术通过在器件漏端引入谐振在两倍信号频率的串联谐振网络，提供漏端到地的二次谐波低阻通路，从而减轻二次谐波反馈效应对线性度性能的影响。

传统的谐波控制电路基于片上螺旋电感或者键合线电感实现。前者占用较大的芯片面积；后者易于受到键合线工艺偏差的影响。如图4所示的电路，本发明中的谐波控制电路基于可调有源电感实现，包括可调有源电感L_TAI以及第一和第二谐波控制电容C_hc1、C_hc2。与传统方案比较，不仅省面积，而且健壮。

图5给出了图4中可调有源电感的一种具体实现，包括第十一到第十五NMOS管NM11-NM15、第三到第五电流源I3-I5、第五电阻R₅和第五偏置电阻R_b5。图5中的有源电感基于回旋电容结构实现，并采用可调节共源共栅技术提高有效的感性频率范围。通过调节由第十五NMOS管NM15和第五电阻R₅并联构成的反馈电阻大小，可实现对有源电感的感值和品质因数的调节，从而克服工艺偏差和温度的影响。本发明包括但不限于如图5所示的可调有源电感电路实现方式。