一种可调节增益线性度的VCO以及基于该VCO的两点调制器

摘要

本发明提供一种可调节增益线性度的VCO以及基于该VCO的两点调制器，所述两点调制器基于锁相环(PLL)电路，其中压控振荡器(VCO)的控制电压由环路反馈控制信号和调制控制信号两部分组成。对于调制控制信号部分，通过并行连接两组或两组以上可变电容管(Varactor)，并施以不同直流偏置电压，由于可变电容管自身特性可调节VCO的频率-电压增益线性度，减小调制增益失配；同时对每一组可变电容管并行连接一个固定电容，可降低可变电容管的制造工艺失配。通过上述电路结构，可减小两点调制器的调制误差。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信电子系统，具体涉及一种可调节增益线性度的VCO以及基于该 VCO的两点调制器。本发明尤其应用于但不限于无线通信或无线传感系统的发射机和接收 机。

背景技术

用于无线通信和无线传感的收发系统，通常要求低复杂度和低功耗实现。对于无线发射 机，可以采用基于锁相环(PLL)调制的方式来实现上述目标，已有的实现方式，包括PLL 开环调制、闭环调制和两点调制。开环调制可以不受PLL环路带宽限制而达到相对较高的数 据率，复杂度也较低，但由于工艺、温度环境等条件影响，会引起调制频率偏移，造成调制 误差，恶化系统性能；而闭环调制由于PLL反馈环路的调节，不会受此影响，但其数据率受 限于环路带宽，不能适用于较高数据率的应用；两点调制则结合了前述二者优点，在闭环操 作的同时数据率不受环路带宽限制，能实现较高数据率的频率或相位调制，同时调制误差不 会被外界环境恶化。

传统的两点调制器，如文献CN1513225A所公开的方案，将需要被调制的信号通过两条 路径分别施加到PLL的两个点：其一经过数字滤波器控制分频器的分频比；另一经过数模转 换器(DAC)和模拟滤波器控制压控振荡器(VCO)的振荡频率。前者的传输函数呈低通特 性，而后者呈高通特性，因此理论上，两者匹配时可以形成全通系统，从而数据率不受环路 带宽限制。

图1给出了传统两点调制器在具体实现时，其VCO采用的可变电容管结构。采用该传 统结构的两点调制器，其高通和低通两条路径之间存在增益失配，以及元器件的制造工艺失 配，都会造成调制误差，恶化无线通信和传感系统性能。文献US 6515553公开了一种解决 方案，是在传统的两点调制器基础上增加额外的电荷泵、采样电路和比较器构成校正电路， 在每次调制开始前进行校正，进而减小失配，降低调制误差。基于校正电路的类似方案都需 要增加额外的电路，加大了系统复杂度和功耗，同时每次调制前还需要额外的校正时间，不 利于连续传输数据的应用。

因此，需要一种无需校正的两点调制器，在不额外增加系统复杂度和功耗的基础上减小 增益失配，达到较低的调制误差。

J.Mira等人在参考文献中提出一种VCO的可变电容管结构，如图2所示，根据可变电 容管特性，多个可变电容管的并行连接，并施以不同的直流偏置电压，可以改善合成频率- 电压增益的线性度。

发明内容

本发明的目的是提供一种调节增益线性度的VCO以及基于该VCO的两点调制器，减小 上述传统两点调制器存在的增益误差和元器件制造工艺失配，同时不需要额外的附加电路进 行校正，即不增加系统的复杂度及功耗。

本发明为了实现上述目的采用的技术方案为：

技术方案1：一种可调节增益线性度的VCO，即压控振荡器，该VCO包括可变电容电 路，电感和负阻器件，所述的可变电容电路包括可变电容管、隔直电容、偏置电阻和固定电 容；其中可变电容管一端连接调制控制信号，可变电容管另一端连接隔直电容和偏置电阻； 隔直电容另一端连接该VCO输出信号；偏置电阻另一端连接直流偏置信号；固定电容与可 变电容管并行连接；上述四种器件组成一组电路单元，将两组或两组以上电路单元并行连接， 每一组电路单元连接不同的直流偏置信号。

技术方案2，技术方案1进一步的通过改变不同组电路单元的可变电容管所连接的直流 偏置信号的电压值，调节VCO输出的频率-电压增益特性曲线的线性度和线性范围。

技术方案3，一种可调节增益线性度和减小调制误差的两点调制器，该两点调制器包括 PLL电路和调制控制电路，其中，

所述PLL电路包括：压控振荡器VCO(3)、环路滤波器(4)、鉴频鉴相器和电荷泵(5)， 分频器(6)；VCO(3)输出频率Fout经过分频器(6)分频，与参考频率Fref在鉴频鉴相 器和电荷泵(5)中的鉴频鉴相器中比较频率和相位，其结果通过鉴频鉴相器和电荷泵(5) 中的电荷泵产生电流信号，环路滤波器(4)对所述电流信号进行低通滤波，产生环路反馈 控制信号Vctl控制VCO(3)的振荡频率，通过该环路实现稳定的频率合成；上述PLL电 路为模拟电路，其信号也为模拟信号；

所述调制控制电路包括：数字控制单元(8)、数模转换器DAC(2)、低通滤波器(1) 和Delta Sigma调制器DSM(7)；数字控制单元(8)的用于对需要传输的基带数据进行编 码和预处理，以及产生控制DAC(2)和DSM(7)的数字信号以完成调制；DAC(2)输 出的模拟电压经过低通滤波器(1)的滤波后，得到调制控制信号Vmod施加到VCO(3)， 与环路反馈控制信号一起作用，产生最终的调制输出信号Fout；同时，DSM(7)输出的数 字信号控制分频器(6)，令其产生与调制输出信号相符合的分频比；DAC(2)、低通滤波器 (1)组成的路径在系统传输函数上呈现低通特性，而DSM(7)、分频器(6)组成的路径 在系统传输函数上呈现高通特性，通过上述两条路径的结合，基带数据可以通过等效的全通 传输函数得到调制并输出，其数据率不受PLL环路带宽的限制；对于不同的调制模式，用数 字控制单元(8)编码和预处理，建立符合所用调制模式的基带数据和最终调制输出信号间 的正确对应关系；

其中，所述的VCO(3)，即压控振荡器，其是基于电感电容谐振腔结构的VCO，其中 所述的VCO(3)中的环路反馈控制可变电容管(9)、调制控制可变电容管(10)和电感(11) 构成电感电容谐振腔结构，同时负阻器件(12)提供负阻，其中，负阻器件(12)可为有源 器件，形成压控振荡器；为满足PLL进行频率合成和两点调制的需要，所述的VCO(3)的 可变电容管由两个部分组成，其中环路反馈控制可变电容管(9)与所述的环路滤波器(4) 连接，受PLL电路的环路反馈控制电压信号Vctl控制，用于设定固定的频率频道，合成稳 定的频率；调制控制可变电容管(10)与所述的低通滤波器(1)连接，受调制控制信号Vmod 控制，用于实现基带数据的调制传输；受环路反馈控制可变电容管和调制控制可变电容管的 共同作用，VCO(3)的输出Fout包含了基带信号的调制信息；

其中，所述的VCO(3)的调制控制可变电容管(10)采用如技术方案1或2所述的可 变电容电路结构。

本发明的基本原理如下：

本发明的两点调制器包括PLL电路和调制控制电路，其中PLL电路的VCO，由两部分 控制：环路反馈控制部分用于设定固定的频率频道；调制控制部分用于两点调制。

本发明的VCO调制控制部分采用下述可变电容管(varactor)结构以达到发明目的：将 两组或两组以上可变电容管并行连接，并施以不同直流偏置电压，通过改变每一组的可变电 容管的直流偏置电压值可以调节VCO的频率-电压增益的线性度，并扩大线性增益的范围； 同时对每一组可变电容管并行连接一个固定电容，降低工艺失配引起的可变电容管失配。

本发明的两点调制器所述PLL电路包括：VCO、分频器、PFD和电荷泵、环路滤波器。 VCO输出频率经过分频器分频，与参考频率通过PFD比较频率和相位，其结果通过电荷泵 产生电流信号，环路滤波器对所述电流信号进行低通滤波，产生反馈环路控制信号控制VCO 的振荡频率，通过该环路实现稳定的频率合成。上述PLL电路为模拟电路，其信号也为模拟 信号。

本发明的两点调制器所述调制控制电路可包括：数字控制单元、DAC、低通滤波器和 DSM。数字控制单元的作用在于但不限于对需要传输的基带数据进行编码和预处理，以及产 生控制DAC和DSM的数字信号以完成调制。DAC输出的模拟电压经过低通滤波器，作为 调制控制信号施加到前述PLL电路中的VCO，产生调制输出信号；同时，DSM输出的数字 信号控制前述PLL电路中的分频器，产生与调制输出信号相符合的分频比。通过上述两条路 径，基带数据得到调制并输出。

本发明所述可变电容管结构能达到发明目的的机理在于：每一组可变电容管只在其直流 偏置电压附近较小范围内呈线性增益特性，而在其他范围内则由于可变电容管自身特性不再 呈现线性增益。通过将偏置在不同直流电压下的多组可变电容管并行连接，其最终等效电容 可令VCO的频率-电压增益呈现不同的线性度和线性范围，从而达到使本发明的两点调制器 的VCO调制控制部分的频率-电压增益线性度可调节。同时，对每一组可变电容管并行连接 一个固定电容，其与可变电容管的等效电容值小于没有连接固定电容的可变电容管和单独的 固定电容，因而要达到相同的等效电容值，可变电容管可以采用较大尺寸。根据可变电容管 尺寸越大，失配越小，反之尺寸越小，失配越大的制造工艺特性，采用本发明所述结构的可 变电容管做VCO的调制控制部分，还可以减小工艺失配引起的可变电容管失配。

本发明的有益效果在于，采用所述结构的两点调制器，一方面可提高VCO调制控制部 分的频率-电压增益线性度和线性范围，减小由于该增益非线性引起的两条调制路径的增益 失配；另一方面可减少VCO调制控制部分可变电容管制造工艺造成的失配。通过对上述两 个方面的改善，相比传统的两点调制器，本发明可有效减少调制误差，提高数据通信和传输 性能，同时相比较需要额外复杂附加电路的校正结构，本发明没有明显增加设计复杂度和功 耗。

附图说明

图1是VCO可变电容管的传统结构示意图；

图2是VCO可变电容管的一种结构示意图；

图3是本发明实施例的两点调制器的结构框图；

图4是图3中VCO的示意性框图；

图5是根据本发明实施例，实现图4中VCO调制控制部分可变电容管的一种结构示意 图；

图6是采用图1对比采用图5可变电容管结构做调制控制部分的VCO所呈现的频率-电 压增益特性曲线；其中，虚线表示的传统结构可变电容管，其增益曲线呈非线性；实线表示 的本发明的可变电容管结构，其增益曲线在图示调制控制电压Vmod范围内呈线性。

图中，1为低通滤波器；2为DAC；3为VCO；4为环路滤波器；5为PFD和电荷泵； 6为分频器；7为DSM；8为数字控制单元；9为环路反馈控制可变电容管；10为调制控制 可变电容管；11为电感；12为负阻器件；13、14为一组偏置电阻；15、18为一组隔直电容； 16、17为一组可变电容管；19、22为另一组隔直电容；20、21另一组可变电容管；23、24 为另一组偏置电阻；25为固定电容；26为另一固定电容；

具体实施方式

以下参照附图详细地描述本发明的具体实施方式。

图3是本发明实施例的两点调制器的结构框图。本发明的两点调制器包括PLL电路和调 制控制电路。

如图3所示，所述PLL电路包括：压控振荡器VCO 3、环路滤波器4、PFD和电荷泵(CP) 5，分频器6。VCO 3输出频率Fout经过分频器6分频，与参考频率Fref在PFD 5中比较频 率和相位，其结果通过电荷泵5产生电流信号，环路滤波器4对所述电流信号进行低通滤波， 产生环路反馈控制信号Vctl控制VCO 3的振荡频率，通过该环路实现稳定的频率合成。上 述PLL电路为模拟电路，其信号也为模拟信号。

如图3所示，所述调制控制电路可包括：数字控制单元8、DAC 2、低通滤波器1和DSM 7。数字控制单元8的作用在于但不限于对需要传输的基带数据进行编码和预处理，以及产 生控制DAC 2和DSM 7的数字信号以完成调制。DAC 2输出的模拟电压经过低通滤波器1 的滤波后，得到调制控制信号Vmod施加到VCO 3，与环路反馈控制信号一起作用，产生最 终的调制输出信号Fout；同时，DSM 7输出的数字信号控制分频器6，令其产生与调制输出 信号相符合的分频比。

DAC 2、低通滤波器1组成的路径在系统传输函数上呈现低通特性，而DSM 7、分频器 6组成的路径在系统传输函数上呈现高通特性，通过上述两条路径的结合，基带数据可以通 过等效的全通传输函数得到调制并输出，其数据率不受PLL环路带宽的限制。对于不同的调 制模式，诸如调频、调相等，可用数字控制单元8编码和预处理，建立符合所用调制模式的 基带数据和最终调制输出信号间的正确对应关系。

图4是图3中所示VCO 3的示意性框图，是基于电感电容谐振腔(LC-Tank)结构的 VCO，其中环路反馈控制可变电容管9、调制控制可变电容管10和电感11构成LC-Tank， 同时负阻器件12提供负阻，其中，负阻器件12可为有源器件，形成压控振荡器。为满足 PLL进行频率合成和两点调制的需要，本发明所述VCO 3的可变电容管由两个部分组成， 如图4所示，其中环路反馈控制可变电容管9与图3中的环路滤波器4连接，受PLL电路的 环路反馈控制电压信号Vctl控制，用于设定固定的频率频道，合成稳定的频率；调制控制可 变电容管10与图3中的低通滤波器1连接，受调制控制信号Vmod控制，用于实现基带数 据的调制传输。受环路反馈控制可变电容管和调制控制可变电容管的共同作用，VCO 3的输 出Fout包含了基带信号的调制信息。

图1为图4中调制控制可变电容管的传统实现结构，由一组可变电容管16、17，一组偏 置电阻13、14和一组隔直电容15、18组成，直流偏置电压Vref和调制控制信号Vmod施加 在一组可变电容管16、17两端，形成与二者电压差相对应的电容值。

图1所示可变电容管的传统实现结构，由于可变电容管自身电容-电压特性，应用到图3 和图4的VCO 3中时，其输出频率-控制电压增益曲线只能在非常小的范围内呈现线性，而 在整个调制控制电压工作范围内该曲线呈非线性，即增益随控制电压变化，这会增加两点调 制高通和低通两条路径的增益失配，恶化调制性能。

为此，根据J.Mira等人的参考文献，图2给出了一种调制控制可变电容管结构，用于 图3和图4的VCO 3，可调节频率-控制电压增益线性度。如图2所示，一组可变电容管16、 17，一组偏置电阻13、14和一组隔直电容15、18组成第一组可变电容管电路，另一组可变 电容管20、21，另一组偏置电阻23、24和另一组隔直电容19、22组成第二组可变电容管电 路，将这两组可变电容管电路并行连接，其控制电压Vmod均连接到图3中的低通滤波器1， 直流偏置电压分别由Vref 1和Vref2提供，并且Vref 1和Vref2的电压值不同。

根据可变电容管自身特性，第一组可变电容管电路和第二组可变电容管电路中的每一组 可变电容管电路只在其直流偏置电压附近较小范围内呈线性增益特性，而在其他范围内不再 呈现线性增益。根据图2所示将第一组可变电容管电路和第二组可变电容管电路两组可变电 容管电路并行连接，将Vref 1和Vref2偏置在不同直流电压值时，最终组合等效出的总电容， 可以令VCO的输出频率在更大的控制电压范围内呈现线性，即得到恒定的频率-电压增益。 对于不同的Vref 1和Vref2组合，频率-电压增益的线性程度不同，即可通过Vref 1和Vref2 电压值的设定调节频率-电压增益的线性度。

图5给出本发明的一种调制控制可变电容管结构，用于图3和图4的VCO 3，在可以调 节频率-控制电压增益线性度的同时，还可减小可变电容管的工艺失配。该结构在图2所示 可变电容管结构基础上，将一组可变电容管16、17与固定电容25并行连接，另一组可变电 容管20、21与另一固定电容26并行连接，如图5所示。根据电容并行连接性质，等效得到 的总电容值小于单独的一组可变电容管16、17(20、21)的电容值和单独的固定电容25(26)， 因此为得到所需电容值，与固定电容并行连接后的一组可变电容管16、17(20、21)可以采 用更大的尺寸，从而减小由于制造工艺造成的失配。

图6给出了图1所示传统可变电容管结构和图5所示本发明的可变电容管结构，用作前 述两点调制器VCO的调制控制可变电容管，所呈现的频率-电压增益特性曲线。如图6所示， 虚线表示的传统结构可变电容管，其增益曲线呈非线性；实线表示的本发明的可变电容管结 构，其增益曲线在图示调制控制电压Vmod范围内呈线性，表明增益不随调制控制电压Vmod 改变。

应当指出，图5给出的根据本发明实施例的调制控制可变电容管结构，在实际实施中， 并不限于两组可变电容管电路的并行连接，还可进行更多组的并行连接。此外，固定电容与 可变电容管的并行连接方式，可以采用但并不局限于图5所示方式。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何 熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵 盖在本发明的保护范围之内。