具有多个根据G-RAKE结构的FFT的OFDM接收器

摘要

处理接收的OFDM信号以确定多个参考延迟，该参考延迟可包含多径信道的路径延迟。确定对应于每个参考延迟的有效信道估计，这是在每个延迟观察到的ISI和噪声分量的协方差。对于所有副载波确定导致最大组合后SINR的组合权重。对应的多个FFT被应用于输入样本流，每一个参考延迟一个。然后使用组合权重组合来自每个FFT输出的各个副载波。这产生具有抑制ISI的单个FFT输出，其用于进一步处理。

说明书

技术领域

本发明一般涉及无线通信系统，并且更具体地说，涉及用于接收并处 理弥散环境中正交频分复用(OFDM)信号的系统和方法。

背景技术

OFDM是对于若干现代无线通信系统、例如WiFi、3GPP LTE、WiMax 等选择的无线电接入技术。OFDM的主要思想是在频域并行发射若干窄带 符号，将这些符号使用快速傅里叶逆变换和快速傅里叶变换(IFFT/FFT)操 作有效地转换成对应的时域波形，或从对应的时域波形转换。由于各个单 独副载波是窄带，因此符号相对频率选择性衰落或传播信道中的弥散(也 称为多径干扰)也比较强健。对于中等多径，即使总体信号频带呈现衰落 下降，但是信道对于其窄频带上的每个符号保持近似平坦，将符号间干扰 (ISI)限制于充分的低水平用于可接受结果。

为了进一步改进多径鲁棒性，可通过在发射之前向时域OFDM符号 的开头预先追加那个符号的最后部分的拷贝而引入循环前缀(CP)。如果信 道弥散比CP的长度短，则使用CP完全消除ISI，这在本领域是公知的。

图4中描绘了基线OFDM接收器结构10。OFDM信号在一个或多个 天线12处接收，并由前端接收器电路14处理，前端接收器电路14可包 含低噪声放大、频率向下转换、模拟滤波等。该信号由模数转换器(ADC)16 数字化，并由数字滤波器18基带滤波。定时参考例如使用CP属性或已 知的同步信号建立，并提供给快速傅里叶变换(FFT)处理器20。开始于定 时参考的长度为N的样本序列然后由FFT 20处理。各个载波被反旋以撤 销信道估计块22中每个载波信道的影响，并且发射的符号由符号检测器 24恢复。

当在严重弥散信道上尝试OFDM发射时，所得到的ISI可能不可忽略 不计，而不管在OFDM方案中构建的鲁棒性的程度如何。这个结果甚至 可发生在应用CP时。限制实际系统中CP的长度，因为它选为提供“典 型”情形下的保护与最小化未直接改进可用数据速率或覆盖的“浪费的” 发射能量之间的折中。特别是，多个小区站点合作发射同一信号的单频网 络(SFN)或协调多点(CoMP)部署将引起具有非常大延迟扩展的有效多径 信道，即便各个单独信道会十分小时也如此。

由此，存在延迟扩展将超过CP并在OFDM中引入ISI的实际传播情 形。当尝试以高编码率发射时，甚至中等ISI都将是不利的，并限制用户 体验的数据速率。简单地延长CP的长度是不可取的，因为CP是冗余信 息，发射冗余信息消耗空中接口带宽，而无助于数据传送。

发明内容

处理接收的OFDM信号以确定多个参考延迟，该参考延迟可包含多 径信道的路径延迟，以及不对应于传播路径的其它延迟。确定对应于每个 参考延迟的有效信道估计，这是在每个延迟观察到的噪声分量和ISI的协 方差。对于所有副载波确定导致最大组合后SINR的组合权重。对应的多 个FFT被应用于输入样本流，每一个参考延迟一个。然后使用组合权重组 合来自每个FFT输出的各个副载波。这产生具有抑制ISI的单个FFT输出， 其可用于所有进一步处理。备选地，可在随后级的基带处理中组合多个 FFT输出。

本发明的一个实施例涉及一种在无线通信接收器中处理接收的 OFDM信号的方法。在一个或多个天线处接收OFDM信号。在接收的信 号中每个OFDM符号确定至少两个参考延迟。以每个确定的参考延迟对 接收信号进行FFT处理以生成至少两组频域样本。对于每组频域样本生成 信道和干扰估计。基于信道和干扰估计确定组合权重以生成最大组合后 SINR。使用组合权重组合至少两组频域样本，并且从组合的频域样本中 检测符号。

本发明的另一个实施例涉及OFDM接收器。该接收器包含可操作用 于接收OFDM信号的一个或多个天线和可操作用于生成多个FFT处理参 考延迟的定时控制单元。该接收器还包含可操作用于响应于定时控制单元 以两个或更多参考延迟对接收信号进行FFT处理以生成两组或更多组频 域样本的FFT处理器。该接收器还包含可操作用于生成每组频域样本的信 道和协方差估计的信道和协方差估计器以及可操作用于生成得出最大组 合后SINR的组合权重并基于组合权重组合所述组频域样本以检测OFDM 符号的符号检测器。

附图说明

图1是描绘根据本发明实施例的OFDM处理的概念方法的定时图。

图2是描绘根据本发明实施例处理弥散环境中OFDM信号的方法的 流程图。

图3是根据本发明实施例用于处理弥散环境中OFDM信号的OFDM 接收器的功能框图。

图4是现有技术OFDM接收器的功能框图。

具体实施方式

记号和信道模型

考虑具有符号长度N的OFDM发射系统，并且为了说明简便，没有 CP。令所关注的当前符号X含有N个按副载波的符号X_n。前面和后面的 符号分别由X^p和X^f表示。期望符号的对应发射波形然后由IFFT给出：

$x_n=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{Q}_N^{-\mathrm{kn}}{X}_k$

其中令传播信道由M个路径组成，延迟为τ_m，m＝1...M， 并且具有复信道系数g_m。最后，令接收器FFT输入样本序列对齐的那组 参考延迟是d_i，i＝1...F。

接收的信号将是多个缩放和移位的拷贝加上噪声之和：

$y_n=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_m{x}_{n-{\tau }_m}+v_n.$

表示E|x_n|²＝E_c，和E|v_n|²＝N₀。

接收器操作

如果信道由单个路径组成，则原始符号理想上将由以延迟τ₁放置的 FFT恢复：

$Y_k=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{Q}_N^{\mathrm{kn}}{y}_n=X_k$

然而，在存在多径信号分量时，信号的其它移位拷贝将干扰。为了抑 制这个干扰，本发明的实施例以不同参考延迟执行FFT，并考虑干扰分量 将相关的事实。这提供了可用于通过抗干扰组合(IRC)原则抑制不期望信 号分量的冗余。

副载波k的以参考延迟i执行的FFT由表示。图2中用图形演示了 不理想对齐的样本序列的有用模型。落在延迟为d的FFT窗口中的信号包 含第一符号的大部分但并非全部以及后面符号的前导部分(标识为ISI)。这 可建模为(即等于)通过该偏移循环移位的原始样本序列的FFT，然后移除 (减去)回绕部分，并用(加上)后面(或前面)符号的干扰部分替代它。对于副 载波k以参考延迟i执行的FFT由此可使用如下结构表示：

$Y_k^{\left(i\right)}=\left(\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_m{Q}_N^{k({\tau }_m-d_i)}\right)X_k+\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_{m}B({\tau }_m,d_i)+V_k^{\left(i\right)}$

其中第一项是期望信号，第二项是ISI，并且第三项是噪声。每个路 径ISI项具有如下结构：

$B({\tau }_m,d_i)=\left(\begin{array}{cc}\underset{n=0}{\overset{{\Delta }_{\mathrm{mi}}-1}{\Sigma }}(x_{N-({\Delta }_{\mathrm{mi}}-n)}^p-x_{N-({\Delta }_{\mathrm{mi}}-n)})Q_N^{\mathrm{kn}},& {\Delta }_{\mathrm{mi}}>0\\ \underset{n=0}{\overset{{\Delta }_{\mathrm{mi}}-1}{\Sigma }}(x_n^f-x_n)Q_N^{k(N-({\Delta }_{\mathrm{mi}}-n))},& {\Delta }_{\mathrm{mi}}<0\\ 0& {\Delta }_{\mathrm{mi}}=0\end{array}\right)$

其中Δ_mi＝τ_m-d_i。对于给定信道实现，副载波k的可用FFT输出的最 优线性组合由下式给出：

$Y_k=\underset{i=1}{\overset{F}{\Sigma }}{W}_k^{{\left(i\right)}^{*}}{Y}_k^{\left(i\right)}$

或者以向量形式：

$Y_k=W_k^H{Y}_k$

组合权重计算

组合权重必须满足：

R_kW_k＝G_k

其中G_k是副载波k的频域信道向量，并且R_k是副载波k的协方差矩 阵。

下面概述G_k和R_k的确定。实际的接收器可通过使用各种已知技术求 解所需的LSE或通过明确对协方差矩阵求逆来计算权重：

$W_k=R_k^{-1}{G}_k.$

信道系数计算

系数列向量G_k具有元素$G_k^{\left(i\right)}=E\left[Y_k^{\left(i\right)}\right]=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_m{Q}_N^{k({\tau }_m-d_i)}.$

接收器可相关到已知同步信号，例如在3GPP LTE系统情况下是 S-SCH、P-SCH，以确定路径延迟τ_m。然后可通过计算频域信道估计的所 关注样本的IDFT来找到中间信道系数g_m。备选地，通过在频域执行信道 估计的全IFFT并检测峰值来找到峰值位置。

协方差矩阵计算

可根据如下形式分解协方差矩阵：

ISI项具有如下元素：

$R_{\mathrm{ISI},k}(d_i,d_j)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{l=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_m{g}_m^{*}E\left(B({\tau }_m,d_i)B^{*}({\tau }_l,d_j)\right)$

再次表示Δ_mi＝τ_m-d_i并且Δ_lj＝τ_l-d_j，得出：

$R_{\mathrm{ISI},k}(d_i,d_j)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{l=1}{\overset{M}{\Sigma }}{g}_m{g}_l^{*}·\left(\begin{array}{cc}2E_c{Q}_N^{k({\Delta }_{\mathrm{ij}}-{\Delta }_{\mathrm{mi}})}·\min \left(\right|{\Delta }_{\mathrm{mi}}|,|{\Delta }_{\mathrm{lj}}\left|\right),& \mathrm{sgn}\left({\Delta }_{\mathrm{mi}}\right)=\mathrm{sgn}\left({\Delta }_{\mathrm{lj}}\right)\\ E_c{Q}_N^{k({\Delta }_{\mathrm{lj}}+{\Delta }_{\mathrm{mi}})}·\max \left(\right|{\Delta }_{\mathrm{mi}}-{\Delta }_{\mathrm{lj}}|-N,0),& \mathrm{sgn}\left({\Delta }_{\mathrm{mi}}\right)\ne \mathrm{sgn}\left({\Delta }_{\mathrm{lj}}\right)\\ 0& {\Delta }_{\mathrm{mi}}=0\mathrm{or}{\Delta }_{\mathrm{lj}}=0\end{array}\right)$

关于噪声项：

可利用以上构造估计协方差，其中缩放参数E_c和N₀根据其它接收器 处理阶段可知，或者使用已知参数估计例程估计。备选地，可使用来自对 应于每个参考延迟的FFT的导频符号，根据数据盲(以非参数方式)估计协 方差。

图2描绘了接收和处理OFDM信号的方法100，并且图3描绘了用于 实施方法100的接收器架构130。在一个或多个天线132处接收OFDM信 号(步骤110)。接收的信号在前端接收器电路134中处理，该前端接收器 电路134例如可包含低噪声放大、频率向下转换、模拟滤波等。该信号由 模数转换器(ADC)136数字化，并由数字滤波器138基带滤波。在时间同 步电路142中确定来自每个天线132的每个OFDM符号的多个参考延迟 (步骤112)，其例如可采取路径延迟分布图形式。例如可通过相关到同步 信号或参考信号来确定PDP。PDP由确定FFT采样实例的控制单元144 接收。

接收的信号由FFT处理器140以确定的FFT定时实例处理(步骤114)。 对于所有副载波所得到的这些组频域样本被存储在缓冲器中，并由信道和 协方差估计单元146用于产生每组频域样本的信道估计(步骤116)。对于 所有标识的FFT采样延迟执行FFT处理和信道估计(步骤118、120)。块 146还计算每组频域样本的协方差估计(步骤122)，它们与其它组频域样本 相关。形成组合权重(步骤124)。在本发明的一个实施例中，组合权重基 于信道和干扰估计，并且例如可以是将得出最大组合后SINR的权重。使 用组合权重组合所有组频域样本(步骤126)。然后在符号检测器块148中 从组合信号中检测符号(步骤128)。

为了例证的简便，本文的论述已经假设在OFDM符号中没使用CP； 延迟扩展不超过符号长度N；噪声在时间上不相关；并且接收器130利用 单个天线132。然而，给出了本公开的示教，本领域技术人员将容易认识 到，本发明不被这些假设限制，并且可容易地导出对于不同条件下的组合 权重计算过程的所需校正。

在本发明的一个实施例中，参考延迟的放置可以是所检测路径延迟的 超集，其中附加参考延迟选择成为ISI抑制提供有用信息。

FFT参数的一些示范值可以是N＝128、256、512、1024或2048。

本发明的实施例可作为预先处理步骤应用于现有技术OFDM接收器， 其中所有随后基带处理都保持不变。备选地，可使延长组的FFT输出可用 于均衡和/或空间组合阶段，使用所描述的协方差关系，用它们的更大当 量替代原始N_rx元素运算。

本发明的实施例呈现出与应用于WCDMA的GRAKE接收器结构的 一些概念相似性。从而，在GRAKE上下文中开发的若干延伸和变量可应 用于本发明的实施例，并且可提供改进的性能和/或计算简单性。这些例 如包含参考延迟选择、拟合参数估计、数值鲁棒组合权重计算等技术。

本发明的实施例给OFDM操作提供在严重多径中改进的鲁棒性，无 需过长的CP。的确，本发明的实施例可允许OFDM操作，无需使用CP， 消除了通过空中接口发射CP的开销。抑制ISI移除(或至少提升)了在更高 几何形状的可获得有效SINR上限。作为结果获得了改进的用户吞吐率、 高速率覆盖范围和/或网络容量。

图5描绘了在用于单天线和双天线接收器的两抽头多径信道上利用 抗干扰组合(IRC)的ISI抑制的一些示例。FFT长度是N＝128。低弥散信道 具有在2和4的路径，并且组合以采样实例0、2、4和6的4个FFT。高 弥散信道具有在20和40的路径，并且FFT采样实例是0、20、40和60。 在所有中至高几何形状情形中看到了改进。

本领域的技术人员将容易认识到，图3中描绘为功能块的单元、诸如 数字滤波器138、FFT处理器140、定时同步单元142、控制单元144、信 道和协方差估计器146和符号检测器148可实现为模拟或数字硬件电路、 与适当固件耦合的可编程逻辑或执行一个或多个通用处理器或数字信号 处理器(DSP)的软件模块。而且，可以合并任何或所有功能块，和/或包含 在一个块中的功能可分到两个或更多功能块中。类似地，图2中描绘的方 法步骤可以合并或分开，并且在任何具体实现中可以省略一个或多个步 骤，和/或增加附加步骤。

当然，在不脱离本发明的实质特性的情况下本发明可以与本文特别阐 述的那些不同的其它方式执行。本发明目前的实施例在所有方面都要视为 例证性的而非限制性的，并且来自所附权利要求书的意义和等效范围内的 所有改变都打算包含在其中。