应用于AC-DC转换器中的PFM恒流控制电路

摘要

本发明公开了一种应用于AC-DC转换器中的PFM恒流控制电路，主要解决了现有技术恒流需要光耦和次级环路控制回路，使得应用电路复杂和成本较高的问题。本发明包括第一电压/电流转换电路、电压采样保持电路、第二电压/电流转换电路、第一电流相减电路和第二电流相减电路。电压采样保持电路通过反激式变换器辅助绕组电阻分压端反馈采样输出电压的变化，通过电压/电流转换电路和电流相减电路将采样得到电阻分压端的电压变化转变成电流的变化，并将输出大小与振荡器的频率成正比的电流作为AC-DC转换器振荡器的工作电流，当负载改变时，调节输入功率的大小以实现恒流。本发明具有使应用电路简单和降低系统成本的优点，可用于恒流恒压AC-DC转换器的设计中。

说明书

技术领域

本发明属于电子元器件技术领域，涉及模拟集成电路，可用于反激式结构恒流恒 压AC-DC转换器中进行恒流控制。

背景技术

随着各种电子产品的广泛应用，对电源模块的要求也越来越高。电源模块通常为 其他设备提供恒定的电压或者恒定的电流，以保证其正常工作。如CPU需要恒定的 电压；LED需要恒定的电流而锂电池的充电先需要先恒流再恒压。AC-DC开关电源 转换器是一种利用半导体功率器件作为开关、将交流电转换成直流电的电路，且在转 换时采用自动控制闭环稳定其输出，它能满足现在各种电子产品高效率、低功耗、小 型化和宽输入电压的要求。AC-DC转换器是先通过整流桥和滤波电容将交流电转换 成大纹波直流电，再通过变压器直流-直流转换部分提供恒流恒压输出。

虽然目前的AC-DC电源大多具有恒流的功能，但这些AC-DC转换器大都需要通 过光耦和次级环路控制电路来达到恒流的目的。对于整个系统而言，加入了光耦和次 级环路控制电路之后不仅使系统变得复杂，而且整体成本更高。

发明内容

本发明的目的在于针对上述系统电路的不足，提出一种应用于AC-DC转换器中 的脉冲频率调制PFM恒流控制电路，以减小复杂度和降低系统成本。该PFM恒流控 制电路以反激式结构为基础，基于辅助绕组电阻分压反馈。

为实现上述目的，本发明包括：

第一电压/电流转换电路，用于将基准电压转换成电流输入到第一电流相减电路 中；

电压采样保持电路，与外部反激变换器辅助绕组上的电阻分压端连接，用于采样 保持开关管关断时电阻分压端的电压信号，并将此信号输入到第二电压/电流转换电 路中；

第二电压/电流转换电路，用于接收电压采样保持电路的电压信号，并将此电压 信号转换成电流信号输入到第一电流相减电路中；

第一电流相减电路，用于将第一电压/电流转换电路的电流与第二电压/电流转换 电路输出的电流相减，并将两者相减的电流差输入到第二电流相减电路中；

第二电流相减电路，用于将AC-DC转换器的一路偏置电流与第一电流相减电路 输出的电流相减，并把相减所得到的电流输入到AC-DC转换器的振荡器电路中，控 制振荡器的工作频率。

所述的第一电压/电流转换电路，包括4个PMOS管M23～M26、两个电阻R3～ R4和两个NPN管Q4～Q5；该Q4与Q5构成射极跟随器，用于保证R3、R4两端电 压为AC-DC转换器的基准电压V_REF，通过R3和R4将基准电压V_REF分别转换成两 路电流I_R3和I_R4；该PMOS管M23、M24、M25、M26构成电流镜像相减电路，用以 补偿温度对M23的漏极输出电流I₂大小产生的误差，并将电流I₂输入到第一电流相 减电路中。

所述的电压采样保持电路，包括一个电阻R5、两个电容C1～C2、十个PMOS 管M1～M10、四个NMOS管M11～M14、一个NPN三极管Q1和偏置电流源I_b1； 电阻R5与电容C2构成低通滤波器，用于滤除FB端的高频噪声；PMOS管M7和 M8构成电平移位电路，使得M8的栅极电压与M7的栅极电压相等；6个PMOS管 M1～M6构成共源共栅电流镜，保证对偏置电流源I_b1电流大小的镜像精度；3个 NMOS管M12～M14构成电流镜像电路，用于对偏置电流源I_b1的电流进行镜像； NMOS管M11和电容C1构成采样保持电路，用于采样保持开关管关断后反激式变换 器辅助绕组上电阻分压端FB的电压V_FB；PMOS管M9、M10和NPN三极管Q1构 成电平移位电路，使得M10的栅电压V_FB2＝V_FB1+V_BE，其中V_BE为三极管Q1的基电 极与发射极的电压之差，V_FB1为采样得到的FB端电压V_FB，并把V_FB2输入到第二电 压/电流转换电路中。

所述的第二电压/电流转换电路，包括4个PMOS管M15～M18、两个电阻R1～ R2和两个NPN三极管Q2～Q3；Q2与Q3构成射极跟随器，保证R1和R2上两端的 压降与采样得到的FB端电压V_FB相等，通过电阻R1、R2将V_FB转换成两路电流I_R1、 I_R2；PMOS管M15、M16、M17和M18构成电流相减镜像电路，以从M18的漏极输 出一路电流I₁到第一电流相减电路中，并补偿温度对其大小所产生的误差。

所述的第一电流相减电路，包括4个NMOS管M19～M22；M20镜像M19的电 流I₁，使得流过M21的电流I₄为第一电压/电流转换电路(1)中PMOS管M23的电流 I₁与M20的电流I₁之差，即I₄＝I₁-I₂，同时M22镜像M21的电流I₄使得流过M22的 电流大小为I₃＝I₄＝I₁-I₂，并将I₃输入到第二电流相减电路中；

所述的第二电流相减电路，包括6个PMOS管M27～M32、2个NMOS管M33～ M34和一个偏置电流源I_b2；PMOS管M27～M32和NMOS管M33～M34构成电流 镜像相减电路，使第一电流相减电路输入的电流I₃与AC-DC转换器内部产生的一路 偏置电流I_b2相减，并从M32的漏极输出一路与采样得到的FB端电压V_FB1正相关的 电流I_c到AC-DC转换器的振荡器电路中，保证振荡器有一个初始频率。

本发明具有如下优点：

(1)本发明由于通过反激变换器辅助绕组反馈输出电压来改变系统的工作频率， 从而调节输入功率以达到恒流的目的，省去了常用的光耦和次级环路控制电路，大大 简化了AC-DC转换器的外围电路，很大程度上降低了系统成本，提高了AC-DC转换 器的性价比。

(2)本发明由于采用脉冲频率调制PFM控制模式，不需要常见脉冲宽度调制 PWM控制器中常用的误差放大器，使得反馈更加快速，效率更高。

(3)本发明通过电流相减的方式，能够补偿温度对输入到振荡器的电流大小所产 生的误差。

(4)本发明采用PFM的控制模式使系统的工作频率逐渐增大，可以实现软启动， 防止浪涌电流。

附图说明

图1为本发明的原理框图；

图2为本发明电路结构图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。

参照图1，本发明包括第一电压/电流转换电路1，电压采样保持电路2，第二电 压/电流转换电路3，第一电流相减电路4，第二电流相减电路5。其中：第一电压/电 流转换电路1将AC-DC转换器基准模块产生的电压V_REF1通过两个电阻转换成两路 电流，然后将两路电流相减得到电流I₁输入到第一电流相减电路4中；电压采样保持 电路2与外部反激变换器辅助绕组的电阻分压端FB相连，开关管关断2.5μS后，开 始采样保持电阻分压端FB的信号，得到一个V_FB1的电压信号，并将采样保持所得到 的V_FB1信号抬高一个NPN三极管基电极与发射极的电压差V_BE后，得到一个电压信 号V_FB2，并输入到第二电压/电流转换电路3中；第二电压/电流转换电路3将采样保 持电路2的输出信号V_FB2通过两个电阻转换成两路电流，然后将两路电流相减得到 电流I₁输入到第一电流相减电路4中；第一电流相减电路4将第一电压/电流转换电 路1输入的电流I₁与第二电压/电流转换电路3输入的电流I₂相减得到一路电流I₃， 并将I₃输入到第二电流相减电路5中；第二电流相减电路5使偏置电流I_b2与第一电 流相减电路4的输出电流I₃相减得到电流I₄，使电流I₄与通过一定比例镜像偏置电流 I_b2得到的电流I₅相加得到电流I_c，并将电流I_c输入到外部AC-DC转换器的振荡器电 路中控制振荡器的频率，振荡器的频率与电流I_c的大小成正比。

参照图2，本发明各单元电路的结构及原理描述如下：

第一电压/电流转换电路1，包括但不限于4个PMOS管M23～M26、两个电阻 R3～R4、和两个NPN管Q4～Q5；所述三极管Q4和Q5的基电极相连，两者基电极 的信号为从AC-DC转换器基准电压模块输入的电压信号V_REF1＝V_REF+V_BE，其中V_REF为AC-DC转换器的基准电压，其电压值为1.25V，Q4的集电极与M26的栅极和漏极 相连，Q4的发射极与R4的一端相连，R4的另一端与AC-DC转换器电源地端GND 相连，Q5的集电极与M25的漏极、M24的栅极和漏极相连，Q5的发射极与R3的一 端相连，R3的另一端与AC-DC转换器的电源地端GND相连，这样Q4和Q5构成射 极跟随器，R4两端的电压为V_R4＝V_REF1-V_BE4＝V_REF+V_BE-V_BE4，其中V_BE4为三极管Q4 的基电极与发射极的电压差，并且V_BE4的电压值与V_BE相等，所以V_R4＝V_REF，即为 AC-DC转换器的基准电压，同理V_R3＝V_REF，则流过电阻R4的电流为I_R4＝V_REF/R4， 流过电流R3的电流I_R3＝V_REF/R3；M26的栅极和漏极短接，并与M25的栅极、Q4的 集电极相连，M25的漏极与Q5的集电极相连，M25和M26的源极均接到AC-DC转 换器的供电电压VCC端，同时M25和M26都工作在饱和区，从而使M25和M26构 成电流镜像关系，此时(W/L)₂₆＝(W/L)₂₅，其中(W/L)₂₆为M26的宽长比，(W/L)₂₅为 M25的宽长比，由于流过M25的电流为I_R4，则通过M25镜像给M26的电流为I_M26＝I_R4； M24的栅极与漏极短接，并与M5的漏极、Q5的集电极和M23的栅极相连，M24和 M23的源极均接到AC-DC转换器的供电电压VCC端，M23的漏极接入到第一电流 相减电路4中，由于流过Q5的电流为I_R3，流过M26的电流为I_M26，则流过M24的 电流为电流I_R3与电流I_M26之差，即I_M24＝I_R3-I_M26，并且M24与M23构成电流镜像关 系，两者的宽长比也相等，则M24镜像给M23的电流为I₁＝I_M24＝I_R3-I_M26＝ V_REF/R3-V_REF/R4，传统意义上通过直接电压除以电阻产生电流的方法，当电阻随温度 变化发生很大变化时，电流也会发生很大的变化，所以本发明所采用的这种相减的方 式可以在一定程度上补偿温度对电流大小所产生的误差，从而从M23的漏极输入一 路电流I₁到第一电流相减电路4中。

电压采样保持电路2，包括但不限于两个电容C1～C2、十个PMOS管M1～M10、 四个NMOS管M11～M14、NPN三极管Q1和偏置电流源I_b1；外部反激变换器的电 阻分压端FB与电阻R5的一端相连，R5的另一端与电容C2的一端和M7的栅极相 连，C2的另一端连接到AC-DC转换器的电源地端GND，从而使R5和C2构成低通 滤波器，以滤除FB端的高频噪声；PMOS管M1的栅极与漏极短接，并与M2和M5 的栅极、M3的源极相连，M1、M2、M5的漏极均接到AC-DC转换器的供电电压 VCC端，M2的漏极与M4的源极相连，M5的漏极与M6的源极相连，M3的栅极 与漏极短接，并与M4和M6的栅极、偏置电流源I_b1的一端相连，M4的漏极与M7 和M8的源极相连，M6的漏极与Q1的集电极和M10的源极相连，从而使PMOS管 M1～M6构成了共源共栅电流镜，并且2(W/L)₁＝(W/L)₂＝(W/L)₅，其中(W/L)₁为M1 的宽长比，(W/L)₂为M2的宽长比，(W/L)₅为M5的宽长比，由于流过M1的电流为 I_b1，则流过M2的电流为2I_b1，流过M5的电流为2I_b1；NMOS管M12的栅极和漏极 短接，并与偏置电流源I_b1的另一端、M13的栅极和M14的栅极相连，M13的漏极与 M8的漏极相连，M14的漏极与M10的漏极相连，3个PMOS管M12～M14的源极 均接到AC-DC转换器的电源地端GND，M12～M14均工作在饱和区，从而使这3 个PMOS管M12～M14管构成电流镜像关系，并且这3个PMOS管M12～M14的 宽长比相等，由于流过M12的电流为I_b1，则流过M13的电流I_b1，流过M14的电流 也为I_b1；M7的源极与M8的源极和M4的漏极相连，M7的漏极与AC-DC转换器的 电源地端GND相连，M8的栅极和漏极短接，并与M11的漏极和M13的漏极相连， 流过M8的电流为I_b1，流过M4的电流为2I_b1，则流过M7的电流为2I_b1-I_b1＝I_b1，所 以流过M7的电流与M8的电流相等；忽略沟道调制效应，对于处于饱和区的PMOS 管的有其中V_SG为PMOS管的源极与栅极的电压差，V_THP为PMOS 管的阈值电压，I_D为PMOS的漏极电流，μ_p为PMOS的沟道电子迁 移率，C_ox为MOS管的栅氧化层电容，为MOS管的宽长比，因为M7与M8都处 于饱和区，并且两者都有相同的宽长比，且漏极电流相等，所以V_SG7＝V_SG8，V_SG7为 M7的源极与栅极的电压差，V_SG8为M8的源极与栅极的电压差，则M8的栅极电压 V_G8＝V_G7+V_SG7-V_SG8，其中为M7的栅极电压，并且M7的栅极电压与V_FB相等，则 有V_G8＝V_FB，从而使M7和M8构成电平移位电路；NMOS管M11的漏极与M8的栅 极相连，M11的源极与C1的一端和M9的栅极相连，C1的另一端与AC-DC转换器 的电源地端GND相连，在每个开关周期内，开关管导通2.5μS后产生一个电压脉冲 信号S输入到M11的栅极，也就是当系统应用电路开关管关断2.5μS后，M11的栅 极出现电压脉冲使M11导通，电容C1开始充电，最后使得C1两端的电压与M8的 栅极电压相等，也就是与此时FB端的电压相等，当开关管开启后，C1的电压保持不 变，当开关管再次关断2.5μS后，M11再次导通，C1再次采样，从而M11和C1构 成采样保持电路，电容C1两端的电压V_FB1始终与系统应用电路开关管关断后FB端 的电压相等，即电容C1两端的电压的变化反应的是输出电压的变化；PMOS管M9 的源极与Q1的发射极相连，M9的漏极连接到AC-DC转换器的电源地端GND，Q1 的集电极与基电极短接，并与M6的漏极和M10的漏极相连，M10的栅极与漏极短 接，并与M14的漏极相连，因为流过M6的电流为2I_b1，流过M10的电流为I_b1，所 以流过M9的电流为流过M6的电流与流过M10的电流之差I_b1，从而流过M9的电 流和流过M10的电流相等，并且PMOS管M9和M10都处于饱和区，M9和M10的 宽长比相等，根据前面提到饱和区PMOS的源极与栅极电压差的公式可知：V_SG9＝ V_SG10，其中V_SG9为M9的源极与漏极的电压差，V_SG10为M10的源极与漏极的电压 差，所以M10的栅极电压V_FB2＝V_FB1+V_SG9+V_BE1-V_SG10＝V_FB+V_BE1，其中V_BE1为三极 管Q1的基电极与发射极的电压差，从而使Q1、M9和M10构成电平移位电路，将采 样得到的开关管关断后电阻分压端FB的电压V_FB1抬高一个NPN三极管的V_BE后， 从M10的栅极输出一个电压信号V_FB2到第二电压转电流电路3中。

第二电压/电流转换电路3，包括但不限于4个PMOS管M15～M18、两个电阻 R1～R2和两个NPN三极管Q2～Q3；三极管Q2的基电极与Q3的基电极相连，两者 的基电极信号为第一电压/电流转化电路输入的电压信号V_FB2，Q2的发射极与R2的 一端相连，R2的另一端连接到AC-DC转换器的电源地端GND，Q2的集电极与M16 的漏极和M17的漏极相连，Q3的发射极与R1的一端相连，R1的另一端连接到AC-DC 转换器的电源地端GND，Q3的集电极与M15的漏极相连，从而Q2和Q3构成射极 跟随器，电阻R2两端电压为V_R2＝V_FB2-V_BE2＝V_FB1+V_BE1-V_BE2，其中V_BE2为三极管的 基电极与发射极的电压差，V_BE1＝V_BE2，所以V_R2＝V_FB1，同理V_R1＝V_FB1，则流过R2 的电流为I_R2＝V_FB1/R2，流过R1的电流为I_R1＝V_FB1/R1；PMOS管M15的栅极与漏极 短接，并与M16的栅极相连，M15和M16的源极均接到AC-DC转换器的供电电压 VCC端，M16的漏极与Q2的集电极和M17的漏极相连，PMOS管M15和M16都 处于饱和区，从而M15和M16构成电流镜像关系，并且(W/L)₁₆＝(W/L)₁₅，其中(W/L)₁₆为M16的宽长比，(W/L)₁₅为M15的宽长比，由于流过M15的电流为I_R1，所以从 M15镜像到M16的电流为I_R1，而流过Q2的电流为I_R2，则流过M17的电流为流过 M16的电流与流过Q2的电流之差I_R2-I_R1；M17的栅极与漏极短接，并与M16的漏 极和Q2的集电极相连，M17和M18的源极都接到AC-DC转换器的供电电压VCC 端，M17和M18都处于饱和区，从而使M17和M18构成电流镜像关系，因为流过 M17的电流为I_R2-I_R1，并且M17和M18的宽长比相等，则流过M18的电流I₂＝I_R2-I_R1＝ V_FB1/R2-V_FB1/R1，同样如前所述这里采用相减的方式在一定程度上能够补偿温度对电 流大小所产生的误差，这样从M18的漏极输出一路电流I₂到第一电流相减电路4中。

第一电流相减电路4，包括但不限于4个NMOS管M19～M22；M19的栅极与 漏极短接，并与M20的栅极相连，M19的漏极信号为从第二电压/电流转换电路输入 的电流信号I₂，M19和M20的源极均接到AC-DC转换器的电源地GND端，M20的 漏极与M21的漏极相连，此外M19和M20都处于饱和区，从而使M19和M20构成 电流镜像关系，因为流过M19的电流为I₂，并且M19与M20的宽长比相等，则M19 镜像到M20的电流为I₂，又因为从第一电压/电流转换电路输入到M20和M21漏极 的电流为I₁，而流过M20的电流为I₂，所以流过M21的电流I_M21为电流I₁与流过 M20的电流I₂之差，即：I_M21＝I₁-I₂；M21的栅极与漏极短接，并与M20的漏极和M22 的栅极相连，M21和M22的源极均接到AC-DC转换器的电源地端GND，M21和 M22均工作在饱和区，则M21和M22构成电流镜像关系，并且M21与M22的宽长 比相等，因为流过M21的电流为I_M21，从而从M21镜像到M22的电流为I₃＝I_M21＝I₁-I₂， 并从M22的漏极输入一路电流I₃到第二电流相减电路4中。

第二电流相减电路5，包括但不限于6个PMOS管M27～M32、两个NMOS管 M33～M34和一个偏置电流I_b2；NMOS管M33的栅极与漏极短接，并与M34的栅极 相连，M33的源极与偏置电流I_b2的一端相连，偏置电流I_b2的另一端与AC-DC转换 器的供电电压VCC端相连，M33与M34的源极均接到AC-DC转换器的电源地端 GND，M33与M34均工作在饱和区，从而使M33与M34构成电流镜像关系，并且 (W/L)₃₃＝(W/L)₃₄，其中(W/L)₃₃为M33的宽长比，(W/L)₃₃为M34的宽长比，因为流 过M33的电流为I_b2，所以从M33镜像到M34的电流为I_b2；PMOS管M27的栅极与 漏极短接，并与M29的栅极和M28的源极相连，M29的栅极与M30的源极相连， M27与M29的栅极均接到AC-DC转换器的供电电压VCC端，M28的栅极与漏极短 接，并与M30的栅极相连，M28的漏极信号为从第一电流相减电路输入的电流信号 I₃，M27～M30都工作在饱和区，从而使M27～M30构成电流镜像关系，并且M27 的宽长比与M29的宽长比相等，M28的宽长比与M30的宽长比相等，因为流过M27 的电流为I₃，所以由M27镜像到M29的电流为I₃；M30的漏极与M34的漏极和M31 的漏极相连，流过M30的电流为I₃，流过M34的电流为I_b1，则流过M31的电流I_M31为流过M34的电流I_b1与流过M30的电流I₃之差，即：I_M31＝I_b1-I₃；M31的栅极与漏 极短接，并与M32的栅极相连，M31与M32的源极接到AC-DC转换器的供电电压 VCC端，并且M31与M32都工作在饱和区，从而M31与M32构成电流镜像关系， 并且m(W/L)₃₁＝(W/L)₃₂，其中m为一常数，(W/L)₃₁为M31的宽长比，(W/L)₃₂为M32 的宽长比，因为流过M31的电流为I_M31，所以由M31镜像到M32的电流 I_c＝mI_M31＝m(I_b1-I₃)＝m(I_b1-I₁+I₂)＝m(I_b1+V_FB1/R2-V_FB1/R1+V_REF/R4-V_REF/R3)＝k₁V_FB1+b， 其中k₁＝m(1/R2-1/R1)，b＝m(I_b1+V_REF/R4-V_REF/R3)，从而从M32的漏极输出一路电流 I_c到AC-DC转换器的电路中。

振荡器的频率与电流I_c成正比，电流I_c越大，振荡器的频率越大，即：f＝k₂I_c＝k₂k₁V_FB1+k₂b，其中k₂为一常数，可以看出采样得到的电阻分压端FB的电压V_FB1与 振荡器的频率成线性关系，振荡器通过AC-DC转换器的逻辑模块控制开关管的开启 和关断，从而振荡器的频率与开关管的工作频率相等。当系统启动后，采样得到的电 阻分压端FB的电压由0逐渐变大，开关管的工作频率跟着FB的电压线性变化，由 一个很小的值逐渐变大，这样形成一个软启动过程，可以有效防止浪涌电流。因为该 AC-DC转换器采用的是峰值电流模的控制方法，所以反激变换器的初级电感的电流 峰值IP是确定的，并且该AC-DC转换器工作在断续导通DCM模式下，在一个开关 周期内，初级电感的能量全部都传递给了输出级，所以当系统正常工作时，输入传递 给输出的功率为其中η为反激变压器的传递效率，L为反激 变换器的初级电感的电感值，f为开关管的工作频率，U_O为输出电压，I_O为输出电流。 由上面功率P的式子可以看到，当L和I_P为一确定值时，输入的功率只与开关管的 工作频率正相关，所以通过采样反激变换器辅助绕组电阻分压端FB的电压变化来反 应输出电压的U_O变化，同时改变开关管的工作频率调节输入功率达到输出恒流的目 的。这样不仅不需要常见PWM转换器中所需的PWM控制器中常用的误差放大器， 使得系统反馈更加快速，PFM模式在全负载情况下的转换效率比PWM模式的转换效 率更高，而且无需光耦和次级环路控制回路，大大简化了应用电路，降低了系统成本。

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的 构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。