交流电动机的矢量控制装置

摘要

本发明提供一种能够得到自动算出最佳阻尼操作量，不需要增益的设定本身的阻尼控制部，以此简化控制系统的调整操作的交流电动机的矢量控制装置。该装置包括：根据电流指令或者转矩指令，对交流电动机(6)进行矢量控制的矢量控制部(30)；以及算出抑制电容器电压Efc的变动的阻尼操作量的阻尼控制部(40)，阻尼控制部(40)算出电容器电压Efc的变动比例，通过与该变动比例相应的阻尼操作量操作矢量控制部(30)的电流指令或者转矩指令，控制逆变器(4)，使得对于电容器电压Erc的变动，流过逆变器(4)的电流向抑制该变动的方向变化。

说明书

本申请是发明名称为“交流电动机的矢量控制装置”、国际申请日为2006 年8月29日、申请号为200680055710.8(国际申请号为PCT/JP2006/316961) 的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及对交流电动机进行矢量控制的交流电动机的矢量控制装置。

背景技术

使用逆变器对交流电动机进行矢量控制的技术在产业界被广泛应用。该技 术从以往起就被广泛应用于电气化铁路，但已知在直流电的电气化铁路使用上 述系统时，在由配置在逆变器的直流侧的高次谐波吸收用的电抗器和电容器形 成的LC滤波器电路会产生电振荡，电容器的两端电压(电容器电压)会振荡， 电动机的控制会不稳定，用于抑制该不稳定的阻尼控制方法在非专利文献1、 非专利文献2中有所揭示。

非专利文献1：木村彰等人著《关于感应电动机驱动的电动车辆控制系统 的稳定化的考察》、电气学会论文志D、110卷3号、平成2年、第291～300 页

非专利文献2：近藤圭一郎等人著《关于铁路车辆驱动时的无IM速度传 感器的控制系统的磁通的考察》，电气学会半导体电力转换研究会资料， SPC03-100、2003年、第69～74页

非专利文献1、非专利文献2都是采用附加检测电容器的电压，利用带通 滤波器(以下称作BPF)提取振荡分量，调整相位，将乘以增益得到的阻尼操 作量与差频指令(非专利文献1)或者转矩指令(非专利文献2)相加的构成 的阻尼控制部，抑制LC滤波器电路的电振荡的结构。

另外，非专利文献1是在使用差频控制的电动机控制系统的使用例，非专 利文献2是在使用矢量控制的电动机控制系统的使用例。

发明内容

上述以往的阻尼控制部由BPF和增益形成的控制系统构成。关于BPF的 设定，只需设定其常数，使得可以没有相位延迟地检测出电抗器和电容器的谐 振频率分量即可，但关于增益的设定，若增益低于最佳值太多，则抑制电振荡 的效果不够好，若太高，则会继续产生高于上述谐振频率的高频电振荡，所以 增益必须设定为其中间的最佳值。

然而，如非专利文献1所示，能够有效抑制LC滤波器电路的电振荡实现 稳定化的最佳增益范围极窄，不容易调整。在非专利文献1中，尝试了以频域 分析控制系统，算出最佳的增益设定，但其算出过程比较复杂，而且依然需要 将算出的增益设定于控制系统中的操作。另外，如非专利文献1所示，由于在 算出过程的式中使用电动机的常数，所以若与逆变器连接的电动机的种类改 变，则必须再次算出与其对应的增益进行设定。这样，以往的阻尼控制部的增 益设定非常耗费工夫。

本发明为解决上述问题而作，其目的是提供一种交流电动机的矢量控制装 置，该装置可以简化用于抑制LC滤波器电路的电振荡的控制系统的调整操作。

本发明是在直流电源侧具有由电抗器和电容器形成的LC滤波器电路，通 过将上述电容器的两端电压(电容器电压)转换为任意频率的交流电压的逆变 器，对交流电动机进行矢量控制的交流电动机的矢量控制装置，

包括：根据电流指令或者转矩指令，对上述交流电动机进行矢量控制的矢 量控制部；以及算出抑制上述电容器电压的变动的阻尼操作量的阻尼控制部， 上述阻尼控制部算出上述电容器电压的变动比例，根据与该变动比例相应的上 述阻尼操作量操作上述矢量控制部的上述电流指令或者上述转矩指令，控制上 述逆变器，使得对于上述电容器电压的变动，流过上述逆变器的电流向抑制该 变动的方向变化。

根据本发明所涉及的交流电动机的矢量控制装置，可以简化抑制LC滤波 器电路的电振荡用的控制系统的调整操作。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的交流电动机的矢量控制装置的结构的方框 图。

图2是表示在与直流电源连接的LC滤波器上连接有被控制为恒功率的逆 变器的电路的说明图。

图3是表示图2的系统的传递函数的方框图。

图4是表示在与直流电源连接的LC滤波器上连接有由电阻构成的负载的 电路的说明图。

图5是表示图4的系统的传递函数的方框图。

图6是说明本发明实施方式1的阻尼控制部各部的信号的关系的说明图。

图7表示本发明实施方式1的交流电动机的矢量控制装置的动作模拟结 果。

标号说明

1：直流电源

2：电抗器

3：电容器

4：逆变器

5a～5c：电流检测器

6：交流电动机

7：速度检测器

8：q轴电流指令生成部

9：d轴电流指令生成部

10、11：减法器

12：q轴电流控制器

13：d轴电流控制器

14：电压非干涉计算部

17、18：加法器

19：差频指令生成部

20：加法器

21：积分器

22：dq轴-三相坐标变换器

23：三相-dq轴坐标变换器

24：乘法器

30：矢量控制部

40：阻尼控制部

41：高通滤波器

42：低通滤波器

43：低通滤波器

44：加法器

45：除法器

46：减法器

47：开关

48：平方计算器

49：限幅器(limiter)

50：矢量控制装置

60：电阻

具体实施方式

实施方式1

图1是表示本发明实施方式1的交流电动机的矢量控制装置的结构的方框 图。

如图1所示，主电路具有直流电源1、以及为了抑制高次谐波电流流出至 电源侧，由电抗器2和电容器3形成的LC滤波器电路；具有利用转换为任意 频率的交流电压的逆变器4将上述电容器3的两端电压(电容器电压)Efc转 换为交流，对交流电动机6进行矢量控制的矢量控制装置50。

矢量控制装置50由矢量控制部30和阻尼控制部40构成，输入来自检测 交流电动机6的旋转速度的速度检测器7的信号ωr、来自检测电动机电流的电 流检测器5a～5c的信号Iu、Iv、Iw、电容器3的电压Efc。

另外，由于电流检测器最少只要设置2相，剩余1相就可以经计算算出， 所以也可以这样构成。

另外，不设置速度检测器7，计算交流电动机6的旋转速度并算出的无速 度传感器矢量控制方式也得到实际应用，在这种情况下不需要速度检测器7。

并且，作为交流电动机6，下面以使用感应电动机的结构例进行说明，但 本发明揭示的阻尼控制部40在使用同步电动机作为交流电动机6时也是有用 的。

接下来说明矢量控制部30的结构。

矢量控制部30在以与交流电动机6的二次磁通轴一致的轴作为d轴，以 与上述d轴正交的轴作为q轴进行定义的dq轴旋转坐标系中进行交流电动机 的控制，进行所谓的矢量控制。

向矢量控制部30输入由上位的控制部(未图示)生成的转矩基本指令 Tm0*、二次磁通指令Φ2*、被电流检测器5a～5c检测出的U相电流Iu、V相 电流Iv、W相电流Iw，控制交流电动机6产生的转矩Tm，使其与由转矩基本 指令Tm0*生成的转矩指令Tm*(生成方法在下面说明)一致。

接下来说明矢量控制部30内部的各功能块的结构。

在q轴电流指令生成部8、d轴电流指令生成部9中，由将从外部的控制 部(未图示)输入的转矩基本指令Tm0*与阻尼操作量DAMPCN(后述)相乘 的转矩指令Tm*、二次磁通指令Φ2*、交流电动机6的电路常数，根据下式(1) 和(2)计算d轴(励磁分量)电流指令Id*、q轴(转矩分量)电流指令Iq*。

其中，在式(1)和(2)中，L2是电动机的二次自感，由L2＝M+l2表 达。M是互感、l2是二次漏感、s是微分算子，PP是交流电动机6的极对数， R2是交流电动机6的二次电阻。

Iq*＝(Tm*/(Φ2*·PP))·(L2/M)    ......(1)

Id*＝Φ2*/M+L2/(M·R2)·sΦ2*    ......(2)

在转差角频率指令生成部19，由d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*与 交流电动机6的电路常数，根据下式(3)计算提供给交流电动机6的转差角 频率指令ωs*。

ωs*＝(Iq*/Id*)·(R2/L2)          ......(3)

将通过该式(3)算出的转差角频率指令ωs*、安装在交流电动机6的轴 端的速度检测器7的输出即旋转角频率ωr经加法器20相加的结果，作为逆变 器4输出的逆变器角频率ω，将逆变器角频率ω经积分器21积分的结果作为 坐标变换的相位角θ，输入至dq轴-三相坐标变换器22、三相-dq轴坐标变 换器23。

在三相-dq轴坐标变换器23中，将电流检测器5a～5c检测出的U相电 流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw变换为由下式(4)算出的dq坐标上的d轴 电流Id和q轴电流Iq。

[数1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iq}\\ \mathrm{Id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \theta & \cos (\theta -\frac{2}{3}\pi )& \cos (\theta +\frac{2}{3}\pi )\\ \sin \theta & \sin (\theta -\frac{2}{3}\pi )& \sin (\theta +\frac{2}{3}\pi )\end{array}\right)·\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right)......\left(4\right)$

减法器10算出q轴电流指令Iq*与q轴电流Iq之差，将结果输入至下一 级的q轴电流控制器12。q轴电流控制器12对输入的值进行比例积分控制， 输出q轴电压补偿值qe。

减法器11算出d轴电流指令Id*与d轴电流Id之差，将结果输入至下一 级的d轴电流控制器13。d轴电流控制器13对输入的值进行比例积分放大， 输出d轴电压补偿值de。

q轴电流误差qe、d轴电流误差de由下式(5)、(6)表达。

另外，下式中，s是微分算子，K1是比例增益，K2是积分增益。

qe＝(K1+K2/s)·(Iq*-Iq)......(5)

de＝(K1+K2/s)·(Id*-Id)......(6)

在电压非干涉计算部14中，由d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*、交 流电动机6的电路常数，根据下式(7)、(8)计算d轴前馈电压Ed*、q轴 前馈电压Eq*。

其中，在式(7)及式(8)中，σ是由σ＝1-M²/(L1·L2)定义的漏 感系数。另外，L1是电动机的一次自感，利用L1＝M+l1计算。L2是二次自 感，利用L2＝M+l2计算。(l1是一次漏感，l2是二次漏感)

Ed*＝-ω·L1·σ·Iq*+(M/L2)·sΦ2*......(7)

Eq*＝ω·L1·σ·Id*+(ω·M·Φ2*)/L2......(8)

在加法器17、18中，将q轴电压补偿值qe和q轴前馈电压Eq*相加的结 果作为q轴电压指令Vq*，将d轴电压补偿值de和d轴前馈电压Ed*相加的结 果作为d轴电压指令Vd*，分别输入至dq轴-三相坐标变换器22。

q轴电压指令Vq*、d轴电压指令Vd*由下式(9)、(10)表达。

Vq*＝Eq*+qe......(9)

Vd*＝Ed*+de......(10)

最后，利用dq轴-三相坐标变换器22，由q轴电压指令Vq*与d轴电压 指令Vd*生成三相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*，控制逆变器2。

通过这样，矢量控制部6实施附加有电流反馈控制的矢量控制，以使实际 的交流电动机6的电流、即q轴电流Iq、d轴电流Id与由转矩指令Tm*和二 次磁通指令Φ2*算出的q轴电流指令Iq*、d轴电流指令Id*一致，交流电动机 6输出与转矩指令Tm*一致的转矩Tm以进行旋转。

另外，由于该控制动作基本上与已知的矢量控制相同，因此详细的动作说 明从略。

接下来说明本发明的主要部即阻尼控制部40的结构。

在具体说明图1所示的阻尼控制部40前，简单说明在LC滤波器电路产 生电振荡的原因以及作为本发明实施方式1所示的阻尼控制部的结构的根据的 LC滤波器电路的电振荡抑制原理。

图2是表示在与直流电源1连接的LC滤波器上连接被控制为恒功率的逆 变器4的电路的图。图2是简化图1所示的系统的表现。

如图2所示，直流电源1上连接由电抗器2、电容器3构成的LC滤波器 电路，在电容器3上连接驱动控制交流电动机6的逆变器4。电抗器2由电感 成分L与电阻成分R构成。电容器3的静电电容是C。

另外，逆变器4具有被控制为即使电容器电压Efc有变动，也能使交流电 动机6的输出维持一定，即具有被控制为对于电容器电压Efc的变动具有保持 恒功率的特性的结构。也就是被控制为即使Efc变动，逆变器4的输入功率Pinv 也不会变化。

在这样构成的图2的系统中，从直流电源1一侧观察到的逆变器4具有负 电阻特性。

负电阻特性是指若电容器电压Efc上升，则逆变器的输入电流Idc减小； 若电容器电压Efc增加，逆变器的输入电流Idc减小的特性，与通常的电阻(正 电阻)的电流变化与电压变化的关系特性相反。另外，作为常识，已知通常的 电阻(正电阻)在电压上升时电流增加，电压减小时电流减小。

如上所述，图2所示的系统的直流部显示出负电阻特性，电容器电压Efc 越是上升，逆变器的输入电流Idc越是减小，所以成为促进电容器电压Efc增 加的动作；反之，电容器电压Efc越是减小，逆变器的输入电流Idc越是增加， 所以成为促进电容器电压Efc减小的动作。因此，限制电容器电压Efc的变动 是无效的，LC滤波器电路的电振荡继续增大，电容器电压Efc在LC滤波器的 谐振频率附近持续振荡。以上是定性说明。

接下来，求出图2的系统的传递函数，对其进行评价，以对以上说明的现 象进行定量说明。

首先，由图2的系统求出从直流电压Es到电容器电压Efc的传递函数。

如上所述，逆变器4被控制得其输出为一定。此时，逆变器的输入功率 Pinv和电容器电压Efc、逆变器输入电流Idc的关系式为下式(11)。

[数2]

Efc·Idc＝Pinv(＝一定)......(11)

上述关系是非线性的，因此需要进行线性化。若设此时的动作点为Efc0、 Idc0，在其附近下式(12)成立。

[数3]

$\mathrm{Idc}=-\frac{\mathrm{Pinv}·(\mathrm{Efc}-\mathrm{Efc}0)}{{\mathrm{Efc}0}^2}+\mathrm{Idc}0......\left(12\right)$

从图2及式(12)可知图2所示的系统的传递函数方框图如图3所示。

由图3所示的传递函数方框图得出，从直流电压Es到电容器电压Efc的 闭环传递函数G(s)为下式(13)所示。

[数4]

$G\left(s\right)=\frac{\frac{1}{C·L}}{s^2+(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C·{\mathrm{Efc}0}^2})·s-\frac{1}{C·L}(\frac{R·\mathrm{Pinv}}{{\mathrm{Efc}0}^2}-1)}......\left(13\right)$

为了使该传递函数G(s)稳定，G(s)的所有极点需要为负。即，G(s) 的分母、即下式(14)所示的特性方程式的所有解需要为负。

[数5]

$s^2+(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C·{\mathrm{Efc}0}^2})·s-\frac{1}{C·L}(\frac{R·\mathrm{Pinv}}{{\mathrm{Efc}0}^2}-1)=0......\left(14\right)$

若设上式的解为α、β，由于两者都需要为负，所以作为使G(s)稳定的 条件，可以导出下式(15)、(16)。根据解与系数的关系可以求出下式(15)、 (16)。

[数6]

$\alpha +\beta =-(\frac{R}{L}-\frac{\mathrm{Pinv}}{C·{\mathrm{Efc}0}^2})<0......\left(15\right)$

$\alpha ·\beta =-\frac{1}{C·L}(\frac{R·\mathrm{Pinv}}{{\mathrm{Efc}0}^2}-1)>0......\left(16\right)$

式(16)未包含有用的信息，因此在此处可忽略。将式(15)改写为下式 (17)。

[数7]

$R>\frac{L}{C}·\frac{\mathrm{Pinv}}{{\mathrm{Efc}0}^2}......\left(17\right)$

从式(17)可知，L越小，C越大，Pinv越小，EfcO越大，使系统稳定 化所需的R越小。

作为例子，将电动车辆驱动用逆变器系统的一般数值即L＝12mH、c＝ 6600μF、Pinv＝1000KW、Efc0＝1500v的条件代入式(17)，可以使系统稳定 化的R的值为R＞0.8(Ω)。

然而，通常在直流侧存在的电阻分量是几十mΩ左右的微小值，难以满足 式(17)，系统变得不稳定，LC滤波器电路会产生振荡。

也就是说，在图2所示的电路中，只要不附加满足式(17)的电阻或者无 法实现控制上的稳定，电容器电压Efc就会振荡发散。

实际上，附加电阻会导致装置大型化、损耗增大，所以需要实现控制上稳 定化的方法，其具体的已有技术例如非专利文献1、非专利文献2所示。

下面与上面所述同样地定量说明负载是电阻(通常的正电阻)负载的情况。

图4是表示在与直流电源1连接的LC滤波器上连接由电阻60构成的负 载的电路的图。与图2所示的电路比较，是逆变器4和交流电动机6被替换为 电阻60的电路。另外，设电阻60的电阻值为R0。

图4所示的系统的传递函数方框图如图5所示。

根据图5，从直流电源1的电压Es到电容器电压Efc的闭环传递函数Gp (s)为下式(18)所示。

[数8]

$\mathrm{Gp}\left(s\right)=\frac{\frac{1}{L·C}}{s^2+(\frac{1}{C·R0}+\frac{R}{L})·s+\frac{1}{C·L}·(\frac{R}{R0}+1)}......\left(18\right)$

式(18)所示的闭环传递函数Gp(s)的特性方程式为下式(19)所示。

[数9]

$s^2+(\frac{1}{C·R0}+\frac{R}{L})·s+\frac{1}{C·L}·(\frac{R}{R0}+1)=0......\left(19\right)$

由于R＞0，式(19)所示的特性方程式的所有解全部满足为负的条件。从 这点可知负载由电阻60构成时是始终稳定的。

如以上的说明所示，可知在与直流电源1连接的LC滤波器上连接电阻60 的电路是始终稳定的。本发明着眼于该原理，其特征是，控制逆变器4，使其 对于电容器电压Efc的振荡分量与连接电阻60时所示的特性等效。

下面说明图4所示的，在LC滤波器的输出上连接电阻60的电路的特性。

在图4的电路中，若在电容器电压Efc的条件下向电阻60流入电流Idc， 则在电阻60上的功率PR为下式(20)所示。

PR＝Efc·Idc......(20)

电容器电压Efc变动，成为当初的n倍时，在电阻60流过的电流Idc也 同样成为n倍，因此此时电阻60上的功率PRn为下式(21)所示。

PRn＝n·Efc·n·Idc＝n²·Efc·Idc＝n²·PR......(21)

即可知电阻60上的功率PRn与电容器电压Efc的变化比例的平方成正比。

从这点可知，通过控制逆变器4使式(21)的关系成立，可以使逆变器4 对于电容器电压Efc的变动如具有正电阻特性那样地动作。

然而，交流电动机6的输出可以由交流电动机6的旋转频率FM×输出转 矩Tm表达，忽略损耗时，该值与逆变器4的输入功率pinv相等，所以下式(22) 成立。

Pinv＝FM·Tm......(22)

为了使逆变器4对于电容器电压Efc的变动如具有正电阻特性那样地动 作，电容器电压Efc增大为n倍时的功率Pinvn与式(21)一样，只要满足下 式(23)的关系即可。

Pinvn＝n²·Pinv＝n²·FM·Tm......(23)

此处，交流电动机6的旋转频率FM是与电动车辆的速度相应变化的值。 另一方面，阻尼控制部40处理的LC滤波器电路的谐振频率是10Hz～20Hz， 换算为周期，时间是50ms～100ms。从以上可知，LC滤波器电路的振荡周期 相对于电动车辆的速度变化可视为十分短的时间，因此在考虑阻尼控制部40 的结构的基础上，可以假设交流电动机6的旋转频率FM为一定。

所以，在电容器电压Efc增大为n倍时，若进行控制使交流电动机6的转 矩Tm为n²倍，可以使逆变器输入功率Pinv与电容器电压Efc的变化比例的 平方成比例地变化。

即采用将电容器电压Efc的变动比例的平方的值与转矩指令Tm*相乘构 成即可。

通过这样，对于电容器电压Efc的变动部分，逆变器4具有正电阻特性， 可以抑制LC滤波器电路的电振荡使其稳定化。

接下来参照图1和图6说明以上说明的方法的具体结构。

图6是说明本发明实施方式1的阻尼控制部40内部的信号的关系的图。

向阻尼控制部40输入电容器3的电压Efc，分支为两个系统。

另一方面，利用高通滤波器(以下称为HPF)41、低通滤波器(以下称为 LPF)43滤除不需要的高频分量、不需要的低频分量，算出只提取LC滤波器 电路的谐振频率附近的振荡分量Efca。例如，如图6(a)所示，电容器电压 Efc以1500V为中心在1650V～1350V的范围振荡时，Efca成为如图6(b)所 示在+150V～-150V的范围与电容器电压Efc的振荡分量同相位地变动的信 号。

另一方面，利用LPF42只提取直流分量，作为直流分量Efcd。

HPF41、LPF42、LPF43是由一次延迟要素构成的一次滤波器，由于其结 构是公知的，所以说明从略。当然也可以是二次以上的滤波器，但这会导致滤 波器的结构复杂化。

此处说明HPF41、LPF43的作用。

需要LPF43的原因是为了去除包含在电容器电压Efc中，给控制系统带来 扰动的高频分量。然而，希望去除的高频分量的下限是几百Hz，接近作为阻 尼控制的对象的，LC滤波器的谐振频带(通常为10～20Hz左右)，因此若只 使用LPF43去除高频分量，会影响包含在振荡分量Efca中的LC滤波器的谐 振频率分量，会产生相位延迟，因而并不理想。

因此，通过串联追加HPF41，与LPF43组合构成滤波器，可以确保与单 独使用LPF43时同样的高频分量去除特性，同时改善包含在振荡分量Efca中 的LC滤波器的谐振频率分量的相位延迟。另外，关于HPF41、LPF43的特性， 较为理想的是使增益为1的频率与LC滤波器的振荡频率(10Hz～20Hz)一致。

用加法器44在如上所述算出的振荡分量Efca上加上直流分量Efcd，将其 作为滤波器后的电容器电压Efcad(图6(c))。

另外，通过用除法器45将滤波器后的电容器电压Efcad除以直流分量 Efcd，算出电容器电压Efc的变动比例Efcfp。

然后，在交流电动机6电动运转时，将Efcfp原样输入至平方计算器48。

另外，在交流电动机6再生运转时，利用开关47选择用减法器46从2 减去电容器电压Efc的变动比例Efcfp的再生运转用反转信号Efcfn，输入至平 方计算器48。这是由于在交流电动机6再生运转时，功率的方向与交流电动机 6电动运转时相反，若电容器电压Efc增加，则需要在使再生功率减小的方向 的操作；若电容器电压Efc减小，需要在使再生功率增加的方向的操作，再生 运转用反转信号Efcfn是将电容器电压Efc的变动比例Efcfp的相位反转的信 号(图6(d))。

平方计算器48将电容器电压Efc的变动比例Efcfp或者再生运转用反转信 号Efcfn的平方输入至限幅器49。

在限幅器49中，根据需要将上限、下限限制为任意值后，向矢量控制部 30输出作为阻尼操作量DAMPCN(图6(e))。在限幅器49中，例如设定 为希望限制伴随阻尼控制的，交流电动机6的转矩Tm的过渡变动量的情况。

最后在矢量控制部30，将阻尼操作量DAMPCN与转矩基本指令Tm0*相 乘，根据其结果即转矩指令Tm*实施矢量控制。

利用这样生成的转矩指令Tm*进行矢量控制，以此使逆变器4动作，使 逆变器4对于电容器电压Efc的变动显示为正电阻特性，抑制电容器电压Efc 的振荡，能够实现交流电动机6的稳定运转。

图7是表示本发明实施方式1的交流电动机的矢量控制装置的动作模拟结 果图。

图7表示在图1所示的结构中，将转矩基本指令Tm0*设定为500N·m 左右，使交流电动机6运转时，使直流电源1的电压Es在800V到1000V之 间以周期500ms为一级变化时的波形。

如图7所示，在未实施本发明的阻尼控制的情况(图7的右侧的波形)下， 在直流电源1的电压Es的每级变化时电容器电压Efc产生较大的振荡，但在 实施了本发明的阻尼控制的情况(图7的左侧的波形)下，可知尽管有直流电 流1的电压Es的一级变化，电容器电压Efc几乎不产生振荡。

根据图7可以确认本发明的阻尼控制可以有效抑制电容器电压Efc的振 荡。

如以上所示，根据本发明实施方式1，自动算出最佳的阻尼操作量 DAMPCN，可以构成不需要增益的设定本身的阻尼控制部。并且，由于在算出 阻尼操作量DAMPCN时不使用交流电动机6的常数，所以即使交流电动机6 的类型改变也不需要调整控制系统。

在以上的说明中，以使用感应电动机作为交流电动机6的情况为例进行了 说明，但对于使用该电动机或其他交流电动机的情况下的矢量控制部，也可以 使用以上说明的阻尼控制部的结构和阻尼操作量的计算方法。

另外，在实施方式1所示的结构中，阻尼操作量DAMPCN与转矩基本指 令Tm0*相乘，但与q轴电流指令Iq*相乘也可以得到同样的效果。

在本实施方式中，根据电容器电压的变动比例n，在电动运转时用 DANPCN＝n²计算阻尼操作量DAMPCN，在再生时用DAMPCN＝(2-n)²计算阻尼操作量DAMPCN。也可以设电容器电压的变动分量与直流分量的比 例为Δn(＝n-1)，根据大于0.5的增益K，在电动运转时用DAMPCN＝(1 +K*Δn)²进行计算，在再生时以DAMPCN＝1进行计算。

若忽略Δn的2次以上的项，对于电容器电压的变动，流过功率转换装置 的电流的变动分量ΔIdc＝DAMPCN/n如下所述。电动运转时，ΔIdc＝(1+ K·Δn)²/(1+Δn)≈1+(2·K-1)·Δn。因此，若K＞0.5，则在电动运 转时电容器电压增加时流过逆变器的电流增加；电容器电压减小时流过逆变器 的电流减小。即可以控制逆变器，使得对于电容器电压的变动，流过逆变器的 电流向抑制变动的方向变化，LC滤波器电路的电振荡就不会不稳定。

另外，K越大，则阻尼的效果越大，但在电容器电压急剧变动时转矩的变 动会增大。

在再生时，流过逆变器的电流的方向与电动运转时相反，逆变器即使进行 恒功率动作，也不会显示出负电阻特性。因此，即使在不进行阻尼操作时 (DAMPCN＝1)，LC滤波器电路的电振荡也不会变得不稳定。若使DAMPCN ＝(1-K·Δn)²等，则可以使LC滤波器电路的电振荡更快衰减。再生时的 增益K也可以是与电动运转时不同的值。

阻尼操作量DAMPCN的计算式可以不是Δn的2次式，也可以是1次式 或3次式以上的式子、或者分母及分子具有Δn的多项式的分式等。在对于微 小变动的线性近似式子中，若电动运转时的计算式中Δn的系数大于1，再生 运转时的计算式中Δn的系数小于0，则可以用任何计算式。

另外，上述实施方式1所示的结构是本发明内容的一个例子，也可以与其 他已知的技术组合，在不脱离本发明要点的范围内，当然可以省略、变更一部 分等而构成。

并且，本发明不限于电气化铁路用的交流电动机的矢量控制装置，当然也 可以应用在汽车、电梯、电力系统等各种相关领域。