用于单相和多相系统的通用AC-DC同步整流技术

摘要

描述了用于单相和多相、单级和多级全桥和半桥整流的电路配置和拓扑，在所述整流器中二极管由电压控制的自驱动有源开关、电流控制的自驱动有源开关和电感器代替，以便减少在二极管中的传导损耗的效应。

说明书

发明领域

本发明涉及自驱动半桥和全桥同步整流，尤其是涉及用于单相到多相的通用同步整流技术和多级AC到DC功率转换。 

发明背景 

二极管整流器的传导损耗明显促成电源中的总功率损耗，特别是在低输出电压应用中。整流器传导损耗是其正向电压降V_F和正向传导电流I_F的乘积。图1(a)示出称为“倍流器”的一种整流器电路。即使在使用低正向降肖特基二极管时，D1或D2两端的电压降(通常为0.3-0.4V)与低输出电压(例如，等于或小于5V)比较也仍然明显。如果通过二极管的电流是1A，则来自二极管的功率损耗是大约0.3W-0.4W，其与输出功率例如5W比较相当大。 

在现有技术中已知的一个解决方案是“同步整流”(SR)，即，使用在第三象限中操作的低传导损耗有源开关例如MOSFET来代替二极管。n沟道(n型)象限III MOSFET意味着源极端子连接到比漏极端子高的电压，且电流从源极流到漏极。p沟道(p型)象限III MOSFET意味着漏极端子连接到比源极端子高的电压，且电流从漏极流到源极。在传导期间MOSFET的内部电阻通常非常低，这因此减小了整流器传导损耗。图1(b)是应用于倍流器的自驱动SR的简单示意图。MOSFET的栅极驱动方案是将驱动器交叉耦合到输入AC电压。 

现有技术描述了应用于正向整流器的自驱动SR(例如参考文献[1][3][5][6][9][13])、应用于中心抽头整流器的自驱动SR(例如参考文献[7][19])、应用于倍流器的自驱动SR(例如参考文献[8])、应用于正向整流器的具有辅助绕组的SR(例如参考文献[4][10][18])、应用于中心抽头整流 器的具有辅助绕组的SR(例如参考文献[4][10][11][17])、应用于倍流器的具有辅助绕组的SR(例如参考文献[4][10][16])、应用于正向整流器的外部控制的SR(例如参考文献[2][14])、应用于倍流器的外部控制的SR(例如参考文献[12][20])和应用于反激式整流器的外部控制的SR(例如参考文献[15])。 

在现有技术的上面例子中，与辅助绕组版本和外部控制版本比较，自驱动SR是最简单的，因为不需要额外的绕组或额外的控制器。然而从现有技术的回顾中可看到，到此为止还没有提供自驱动全桥SR的成功尝试。全桥整流器是具有广泛应用的重要整流器电路。图2(a)和(b)中示出了一般单相全桥整流器。AC输入可以是电流源或电压源。在如图2(a)所示的第一半周期中，电流流经也称为电流环的输入、二极管D1、负载和二极管D4。当电流方向反转时，二极管D1和D4自动关断。电流接着流经作为另一电流环的输入、二极管D2、负载和二极管D3，如图2(b)所示。应注意，二极管的自动关断特性对电路的正常操作是关键的。实际自驱动全桥SR因此必须具有用于感测反向电流以关断适当的开关的机制。 

通过扩展应用于其它整流器(如图1(b)所示的整流器)的现有自驱动SR，可得到简单的自驱动全桥SR电路，如图3(a)所示，其中四个二极管由两个p型MOSFET M1和M2以及两个n型MOSFET M3和M4代替。M1和M3通过感测点B的电压来驱动，而M2和M4通过感测点A的电压来驱动。这样的方法称为“电压控制的自驱动”(VCSD)，因为驱动信号耦合到电压。然而，在这个电路中存在缺陷。如图3(b)所示，通过M1和M4的电流环可在两个方向上流动，因为VSCD栅极驱动器不能检测反向电流。电流也可在通过M2和M3的环中在两个方向上流动。与当电流被反转时可自动关断的图2中的二极管不同，具有双向开关电流流动的这样的开关可能使通信失败。 

因为n型功率MOSFET具有比p型MOSFET更低的导通状态电阻，对于高电流应用，前面提到的两个p型MOSFET也可由2个n型MOSFET代替，假定额外的反转级被添加在如图4所示的栅极驱动电路中，以便保持基于检测输入ac电源的“自驱动”特征。 

一些现有技术使用其它方法来处理全桥SR(例如参考文献[21][23][24][25][26][27][28])，这些方法使用适合于应用PFC(功率因数校正)的外部控制器。也在现有技术中已知的是参考文献[22]，但该提议需要在次级绕组处产生正弦电压波形的谐振电容器和在输出处增强关断定时的平流电感器的帮助。但无源电容器和电感器在尺寸上较大，且这不可避免地产生驱动脉冲之间的大的死时间，驱动脉冲在一个周期中不利地影响功率转移的持续时间。这种方法具有较大的限制。最终这种方法被改变为使用外部数字PLL控制的SR来实现小型化。这仍然不是自驱动全桥SR的例子。 

发明概述 

根据本发明，提供了半桥或全桥整流器，其配置成使用电流源或电压源来提供同步整流，所述整流器包括上分支和下分支以及至少两个电流环，每个所述分支包括电压或电流控制的有源开关、电感器、二极管或其组合，其选择成使得所述环包括来自所述上分支的一个有源开关、电感器或二极管以及来自所述下分支的一个有源开关、电感器或二极管，且其中每个所述电流环包括至少一个二极管、电感器或电流控制的有源开关，且其中至少一个电压或电流控制的有源开关包括在所述上分支或下分支之一中，且以没有电流环可包含两个电感器为条件。 

优选地，电压和电流控制的有源开关是自驱动的，且不需要外部控制信号。这样的电压控制的有源开关的一个例子是由输入ac电压驱动的开关，该输入ac电压通过栅极驱动电路被提供到所述开关。电流控制的有源开关的例子是通过感测开关的电流方向并根据电流方向将信号提供到栅极驱动电路来驱动的开关。有源开关可包括功率MOSFET或某个其它半导体开关器件。感测电阻器可用于感测电流方向，包括电流控制的有源开关的内部电阻可用于感测电流方向的可能性。 

整流器可配置成接收电流源或电压源。 

在本发明的一个实施方式中，上分支包括两个电压控制的有源开关， 而下分支包括两个电流控制的有源开关，或一个电流控制的开关和一个二极管，或两个二极管。 

在本发明的另一实施方式中，上分支包括一个电压控制的有源开关和一个电流控制的有源开关或二极管，而下分支包括一个电压控制的有源开关和一个电流控制的有源开关或二极管，其中电流控制的有源开关或二极管没有设置在同一电流环中。 

在本发明的另一实施方式中，上分支包括一个电压控制的有源开关和一个电流控制的有源开关或二极管，而下分支包括两个电流控制的有源开关，或一个电流控制的开关和一个二极管，或两个二极管。 

在本发明的另一实施方式中，上分支包括两个电流控制的有源开关，或一个电流控制的有源开关和一个二极管，或两个二极管，而下分支包括两个电压控制的有源开关。 

在本发明的另一实施方式中，上分支包括两个电流控制的有源开关，或一个电流控制的有源开关和一个二极管，或两个二极管，而下分支包括一个电压控制的有源开关和一个电流控制的有源开关或一个二极管。 

在本发明的另一实施方式中，整流器只包括在上分支和下分支中的电流控制的有源开关和/或二极管，且其中这些分支中的至少一个包括至少一个电流控制的有源开关。 

在本发明的另一实施方式中，整流器是半桥整流器，其中上分支和下分支每个都包括电容器、以及电流控制的有源开关、电感器或二极管之一，服从于这些分支的不超过一个包括二极管的限制。 

在本发明的另一实施方式中，整流器是包括上分支和下分支以及六个电流环的三相全桥整流器，每个分支包括电压或电流控制的有源开关、二极管或其组合，该有源开关、二极管或其组合被选择成使得每个环包括来自上分支的一个有源开关或二极管以及来自下分支的一个有源开关或二极管，且其中每个电流环包括至少一个二极管或电流控制的有源开关，且其中至少一个电压或电流控制的有源开关包括在所述上分支或下分支之一中。 

在该实施方式的一种形式中，上分支包括三个电流控制的有源开关或二极管。在该实施方式的另一形式中，下分支包括三个电流控制的有源开关或二极管。在该实施方式的又一形式中，下分支和上分支每个包括两个电流控制的有源开关或二极管，且每个电流环包括至少一个电流控制的有源开关或二极管。 

根据本发明，还提供了多级整流器，其中每个级包括至少一个电路拓扑，电路拓扑包括上分支和下分支以及两个电流环，且其中至少所述电路拓扑配置成使得每个所述分支包括电压或电流控制的有源开关、电感器、二极管或其组合，该有源开关、电感器、二极管或其组合被选择成使得每个环包括来自所述上分支的一个有源开关、电感器或二极管以及来自所述下分支的一个有源开关、电感器或二极管，且其中每个所述电流环包括至少一个二极管或电流控制的有源开关，且其中至少一个电压或电流控制的有源开关包括在所述上分支或下分支之一中，且以没有电流环可包含两个电感器为条件。 

根据本发明，还进一步提供了包括上分支和下分支以及两个电流环的倍流器，其中上分支包括两个电感器，而下分支包括电压或电流控制的有源开关、二极管或其组合，且下分支包括至少一个电压控制的有源开关或至少一个电流控制的有源开关。 

附图的简要说明 

现在作为例子并参考附图来描述本发明的一些实施方式，其中： 

图1(a)是根据现有技术的倍流整流器的电路图， 

图1(b)示出自驱动SR对图1(a)的倍流器的应用， 

图2是根据现有技术的二极管全桥整流器， 

图3是示出用MOSFET简单地代替二极管而没有感测反向电流的问题的图示， 

图4是根据本发明的一个实施方式的在上分支处使用n型MOSFET 作为有源开关的自驱动全桥整流器， 

图5(a)-(c)分别示出：(a)一个电流环以及VCSD和CCSD的实现的实施方式，(b)一个电流环以及CCSD的第二可选的实现的实施方式，以及(c)一个电流环以及CCSD的第三可选的实现的实施方式， 

图6是示出根据本发明的一个实施方式的全桥整流器系统中的分支位置的结构图， 

图7是示出根据本发明的一个实施方式的半桥整流器或倍压器系统中的分支位置的结构图， 

图8是示出根据本发明的一个实施方式的倍流器系统中的分支位置的结构图， 

图9是示出根据本发明的一个实施方式的三相整流器系统中的分支位置的结构图， 

图10是示出根据本发明的一个实施方式的多级级联的全桥整流器系统中的分支位置的结构图， 

图11是示出根据本发明的一个实施方式的电流源输入上半VCSD全桥同步整流电路的电路图， 

图12(a)-(f)示出图11的电路中的电流流动， 

图13示出图11的电路的波形， 

图14示出用在全桥整流器(图2)中的肖特基二极管和用在SD SR(图11)中的有源开关(MOSFET)之间的传导损耗的比较， 

图15是示出根据本发明的一个实施方式的电流源输入上半VCSD和下半CCSD全桥同步整流电路的电路图， 

图16(a)-(j)示出图15的电路中的电流流动， 

图17示出图15的电路的波形， 

图18示出用在全桥整流器(图2)中的肖特基二极管和用在SD SR(图15)中的有源开关(MOSFET)之间的传导损耗的比较， 

图19是示出根据本发明的一个实施方式的电压源输入上半VCSD和下半CCSD全桥同步整流电路的电路图， 

图20(a)-(1)示出图19的电路中的电流流动， 

图21示出图19的电路的波形， 

图22是示出根据本发明的一个实施方式的具有在下分支中的100-220V ac电压源输入VCSD开关的AC到DC同步整流系统的电路图， 

图23示出图22的波形， 

图24是示出根据本发明的一个实施方式的具有在下分支中的100-220V ac电压源输入CCSD开关和在上分支中的P沟道MOSFET VCSD开关的AC到DC同步整流系统的电路图， 

图25示出图24的波形， 

图26是示出根据本发明的一个实施方式的具有在下分支中的100-220V ac电压源输入CCSD开关和在上分支中的N沟道MOSFETVCSD开关的AC到DC同步整流系统的电路图， 

图27是根据本发明的一个实施方式的具有电压源输入的三相自驱动下半VCSD全桥同步整流系统， 

图28示出图27的波形， 

图29是根据本发明的一个实施方式的具有电压源输入的多级自驱动下半VCSD全桥同步整流系统， 

图30示出根据本发明的一个实施方式的具有电压源输入的2级自驱动下半VCSD全桥同步整流系统的波形，以及 

图31是根据本发明的一个实施方式的合并SR电路的次级组件的结构图。 

优选实施方式的详细描述 

为了解决图3所示的电路中的缺陷，新的原理被提出如下：在任何电 流环(例如由图3(b)中的M1和M4形成的电流环)中，不能存在两个电压控制的自驱动(VCSD)MOSFET。在每个电流环中的开关的至少一个必须是二极管、有源开关或具有与二极管类似的特性的其它部件，因为有源开关或其它部件在其电流被反转时将被关断。在图5(a)-(c)中，例如，只以由S1和S4形成的一个电流环作为例子。假设S1是VCSD有源开关，则S4必须是二极管或有源开关或具有在电流反转方向时阻止电流流动的能力的某个其它部件。在图5(a)到(c)中，也示出了开关的实现。S1是由Q1和Q2所形成的互补栅极驱动电路驱动的VCSDMOSFET，且该栅极驱动电路的输入交叉连接到一个输入电压端子(在本例中的点B)。S4可以是二极管或有源开关。如果它是有源开关，则它必须通过感测电流来控制。这样的有源开关可称为电流控制的自驱动(CCSD)有源开关。如图5(a)所示，感测电阻器Rsen用于检测S4的电流流动方向。比较器U1可根据Rsen所检测的电流流动方向来产生驱动脉冲。通过S4的正电流(“正”被定义为从地到点B的电流流动)将使比较器U1的输出为高。比较器输出的高电压电平又将驱动由Q7和Q8形成的互补栅极驱动电路。S4因此根据其正电流流动方向被导通，并以相反的方式被关断。VCSD和CCSD有源开关在它们不需要外部控制电路的意义上都是自驱动的。 

图5(b)示出CCSD有源开关的第二可选的实现。如图5(b)所示，在图5(a)中示出的前面的电阻器Rsen被移除。这个CCSD有源开关使用其内部电阻来检测电流流动方向。比较器U1仍可根据内部有源开关电阻所检测的电流流动方向来产生驱动脉冲。对Q7和Q8的驱动脉冲控制机制仍然与图5(a)中的机制相同。该CCSD有源开关的优点是消除感测电阻器的使用。然而，缺点是它可能不适合于高电压整流，因为在比较器U1的感测管脚处的太高的电压将是不够的。 

图5(c)示出CCSD有源开关的第三可选的实现。这个CCSD有源开关使用用于检测S4的电流流动方向的电阻器Rsen。然而，比较器U1使用其非反相管脚作为电流感测检测管脚。在反相管脚处的电压偏置或电平移位电压以及以S4(例如，充当有源开关的MOSFET)的“源级”为基 准的比较器的地被添加。通过S4的正电流流动在电阻器Rsen的帮助下由比较器U1检测到。正驱动脉冲接着产生，且Q7和Q8的脉冲控制机制被保持，如图5(a)所示。当反向电流出现在开关S4时，偏置电压的添加减小了关断延迟时间。 

在引入应用例子的详细描述之前，将示出用于单相、多相系统的AC-DC同步整流技术的一般化，以便说明对通用电力线整流、三相(或多相)和多级系统提出的电路的有用性。一些应用的电路和原理作为例子被给出，其中自驱动全桥SR在下面的实施方式中被实现。 

因为有在整流系统中使用CCSD、VCSD和二极管的很多可能的组合，必须系统地识别出有效的配置，而不考虑AC-DC整流器系统有多少相和多少级。图3示出无效的SR配置之一，其有不阻止整流器的电流环中的反向电流的问题。必须识别出所有有效的SR电路，这些电路是实际的。在这个特定例子中示出了单相、三相和多级自驱动全桥同步整流，且提出了SR识别的系统方式，以及相应地用表格列出整流系统中的所有可能的SR电路。 

一般化AC-DC自驱动同步整流系统的系统地方式被显示如下： 

在整流器中的上分支元件的位置被定义为： 

X_i＝1..n 

在整流器中的下分支元件的位置被定义为： 

$X_j{|}_{\underset{j\ne i+n}{k=1..n}}=k+n$

在上分支中的电路元件(其可为有源开关、二极管或其它电路元件)被定义为： 

SX_i

在下分支中的电路元件被定义为： 

SX_j

其中X代表分支中的电路元件的类型。 

电流控制的自驱动(CCSD)有源开关、二极管和电感器与“1”的逻 辑值相关。这些类型的电路元件展示抵抗瞬时电流变化的能力(虽然不是在传统意义上的开关，电感器可在本发明的实施方式中成功地起作用，好像它是CCSD有源开关一样，因为它能够抵抗在电流方向上的瞬时变化，然而应注意，包括两个电感器的电流环将不起作用)。电压控制的自驱动(VCSD)有源开关和电容器没有这种抵抗瞬时电流变化的能力。因此，它们被分配给“0”的逻辑值。表1示出每个电路元件的相应逻辑值。 

表1  不同电路元件的逻辑分配 

在桥整流器中，每个电流环{X_i，X_j}可被电路中的分支位置识别，且分支中的相关电路元件可映射在相应的电流环中。 

{X_i，X_j}→{SX_i，SX_j} 

为了在整流器中实现自驱动同步整流的功能，要求至少一个CCSD有源开关、电感器或二极管必须存在于整流器的每个电流环中。上面的电路元件具有阻止反向电流流动并自动改变到关断状态的能力。因此，在电流环中的两个电路元件的逻辑“或”功能必须等于“1”，使得自驱动同步整流机制可在图5的过渡时期内实现。 

因此将理解，在不同的可能配置的下列分析中，使用下面的术语： 

SX_i∪SX_j＝1意味着在电流环中存在电路元件的正确组合。 

或否则，将存在电路元件的无效组合。 

SX_i∪SX_j＝0意味着在电流环中存在电路元件的不正确组合。 

在下面的附图中示出可促成AC-DC自驱动同步整流系统的形成的不同类型的电路拓扑，以参考定义全桥整流器的拓扑和相关电流环{1，4}、{2，3}的图6和表1开始，其中上分支包括电路元件1和2，而下分支包括电路元件3和4。 

表1  单相全桥SR的有效性 

在16个有效配置中有9个具有在单相AC-DC全桥系统中的自驱动同步整流功能。 

图7和表2示出再次有相关的电流环{1，4}、{2，3}的半桥整流器或倍流器的可能配置，其中上分支包括电路元件1和2，而下分支包括电路元件3和4。 

表2  单相半桥整流器或倍压器的有效性 

在4个有效配置中有1个具有在单相半桥整流器或倍压器系统中的自驱动同步整流功能。 

图8和表3考虑具有电流环{1，4}、{2，3}的倍流器的情况，其中上分支包括电路元件1和2，而下分支包括电路元件3和4，虽然在倍流器的情况下，上分支，即，电路元件1和2必须包括电感器L1和L2。 

表3  单相倍流器的有效性 

在4个有效配置中有4个具有在单相AC-DC倍流器系统中的自驱动同步整流功能。 

图9和表4考虑具有电流环{1，5}、{1，6}、{2，4}、{2，6}、{3，4}、{3，5}的三相全桥整流器，上分支包括电路元件1、2和3，而下分支包括电路元件4、5和6。从表4中可看到，在56个有效配置中有17个具有在三相AC-DC整流器系统中的自驱动同步整流功能。 

图10和表6考虑多级单相全桥整流器系统。在本例中，拓扑是具有两个级的多级级联拓扑的拓扑，但将理解，其它配置是可能的。在本例中，每个级具有两个相关的电流环{1，4}、{2，3}。 

级1中的电流流动独立于级m中的电流流动；因此，每个分支中的环分配和相关电路元件独立于它们所在的子级系统，且本发明的益处可被获得，假定至少一个级被构建，以便在每个电流环中有至少一个电流控制的有源开关、电感器或二极管，且该级包括在分支之一中的至少一个电压控制的有源开关或电流控制的有源开关。 

实施例1： 

本发明的第一实施方式可采取如图11所示的电流源输入上半VCSD全桥同步整流(SR)的形式。两个p型功率MOSFET M1和M2代替二极管桥的左和右分支的上部二极管(图2中的D1和D2)。Dm1和Dm2可为这两个MOSFET的体二极管或增加的外部二极管。在这个配置中，MOSFET M1具有由V_B控制的栅极信号，而MOSFET M2具有由V_A控制的栅极信号。这两个MOSFET栅极都通过由Q1-Q2对和Q3-Q4对形成的互补栅极驱动电路对着电流源输入端子(点A和点B)被交叉连接。在电流源输入和MOSFET之间的栅极驱动缓冲器(图腾柱、驱动器或直接连接)可用于相应地将功率开关驱动为导通/关断。 

在图12和图13中，在时刻t0，电流源的电流方向从点A开始到点B。上右MOSFET M2由出现在点A处的低电压驱动到完全导通。输入电流在t0＜t＜t1内流到在M2的路径中的负载RL和输出滤波器Cout。当输入电流到达零并将其方向从点B反转到点A时，二极管D3自动关断，因为它被反向偏置，但M2仍然导通，因为V_A仍然保持低。然而，M2的电流(t1＜t＜t2)以相反的方式流动，并使M1的体电容C1放电。点A处的电压线性地升高，并增加M2的栅极电压。当M2的负栅极阈值电压不能被维持时，M2将关断，且电压V_A保持增加，直到它到达Vout并开始使M1的外部二极管或体二极管正向偏置(t2＜t＜t3)。因为输入电流仍然在反向方向上流动，它可给M2的体电容C2充电，且点B的电压V_B快速降低。当V_B低于M1的负阈值栅极电压时，使M1传导。最后，电压V_B低到足以让D4传导且将M1驱动到完全饱和。从电流源通过D4和M1到输出的功率传输被观察到(t3＜t＜t4)。 

在半周期之后，输入电流再次反转其方向。电流不再流经二极管D4。M1仍然导通，因为V_B低，维持M1的负阈值栅极电压。在M1处的反向电流开始使电容C2放电(t4＜t＜t5)。一旦电压V_B到达接近于Vout，它就关断M1，且C2完全被放电。二极管Dm2中断电流流动并使V_B高。C1被放电(t5＜t＜t6)，且电压V_A将下降并最终低到足以使M2导通。从电流源通过D3和M2到输出的完整的电流流动在时刻t6之后重复。 

图14示出在图2中使用的肖特基二极管和在图11中使用的有源开关(例如，MOSFET)之间的传导损耗的模拟比较。在该模拟中，考虑1A电流源和10Ohm的负载作为例子。该模拟表明每个肖特基二极管的传导损耗(0.35V正向压降)在周期中促成大约100mW的平均功率损耗，而每个有源开关(例如，来自Vishay的具有17mOhm的导通电阻的MOSFETSi4403DY)引入大约5mW的平均损耗。比较比率相当大，大约为10的数量级。 

在本例中，因为在每个电流环中存在二极管，这两个有源开关不需要通过感测其反向电流来关断，因此可为电压控制的或电流控制的有源开关。但必须强调，这两个二极管必须放置在分支的上半部分或分支的下半部分中。它们不可放置在对角线位置上。 

实施例2： 

为了进一步减少二极管中的功率损耗，本发明的第二实施方式包括如图15所示的电流源输入上半VCSD和下半电流控制的自驱动(CCSD)全桥同步整流(SR)。在这种情况下，图5中的D3和D4分别用两个n型MOSFET M3和M4代替。 

如图15所示，感测电阻器Rsen1和Rsen2放置在下腿的两侧，用于检测M3和M4的电流流动方向(将正电流流动定义为从地向上到Vout)。比较器U1和U2用于根据在Rsen1和Rsen2处的电流流动方向产生驱动脉冲。U1和U2的电压源可直接从DC输出处的整流DC体电压Vout得到，因为这是最成本有效的方法(或间接地从辅助电源得到)。通过M3和DM3或M4和Dm4的正电流将使比较器U1或U2的输出变到高状态。比较器输出的高电压电平又将驱动缓冲器Q5或Q7(图腾柱或驱动器)。功率开关M3或M4将根据其正电流流动方向被导通，且它将以相反的方式被关断。两个p型MOSFET放置在形成SD SR的上部部分的桥的上分支处，且栅极驱动器使用电压控制而没有反向电流感测。 

本实施方式的操作在t0开始。输入电流在图16和17中从点B流动到点A。功率MOSFET M1和M4都是导通的。电压V_A在Vout的电平处，而电压V_B在低电平处(t0＜t＜t1)。当输入电流以相反的方式改变其电流方 向时，该时期结束。M1和M4在非常短的一段时期(t1＜t＜t2)内仍然是导通的。在Rsen2处变大的反向电压将触发比较器U2反转，锁住缓冲器Q8。M4接着被关断。M1仍然是导通的，因为V_B处于低状态(t2＜t＜t3)。反向电流流动使路径(M1，C2)中的M2的C2(外部或体电容)放电，同时给路径(M1，C4，RL，Cout)中的M4的C4充电。在上升到Vout的过程中，V_B逐渐减小M1的负阈值栅极电压。最后当V_B到达输出电压Vout时(t3＜t＜t4)，M1关断且Dm2导通。此时路径(Dm2，C1)中的M1的C1和M3的C3被充电，而路径(Dm2，RL，Cout，C3)中的M3的C3被放电。V_A下降且不久达到地电平。V_A的低电压电平和M3的Dm3(外部或体二极管)的正向偏置将使M2开关导通(t4＜t＜t5)。在Rsen1处的正电流流动使比较器U1能够驱动缓冲器Q5。M3将接着通过其正电流流动被导通，且下一半功率转移周期开始(t5＜t＜t6)。 

当输入电流改变其电流方向时，这个半周期结束。M2和M3在非常短的一段时期(t6＜t＜t7)内仍然是导通的。在Rsen1处变大的反向电压将触发比较器U1反转，锁住缓冲器Q6.M3接着被关断。M2仍然是导通的，因为V_A处于低状态(t7＜t＜t8)。反向电流流动使路径(M2，C1)中的M1的C1放电，同时给路径(M2，C3，RL，Cout)中的M3的C3充电。在上升到Vout的过程中，V_A逐渐减小M2的负阈值栅极电压。最后当V_A到达输出电压Vout时(t8＜t＜t9)，M2关断且Dm1导通。此时路径(Dm1，C2)中的M2的C3被充电，而路径(Dm1，RL，Cout，C4)中的M4的C4被放电。V_B下降且不久达到地电平。V_B的低电压电平和Dm4的正向偏置将使M1开关导通(t9＜t＜t10)。电流源再次重复该周期。 

图18示出在图2中使用的肖特基二极管和在图15中使用的有源开关(例如，MOSFET)之间的传导损耗的模拟比较。在该模拟中，以1A电流源和10Ohm的负载作为例子。该模拟表明每个肖特基二极管的传导损耗(0.35V正向压降)在周期中促成大约100mW的平均功率损耗，而每个有源开关(例如，来自Vishay的具有17mOhm的导通电阻的MOSFETSi4403DY)引入大约5mW的平均损耗。比较比率相当大，大约为10的数量级。 

通过将两个CCSD MOSFET放置在整流器的上部部分中并将两个VCSD MOSFET放置在整流器的下半部分中可实现类似的电路性能。必须强调，这两个CCSD MOSFET必须放置在整流器的上分支或下分支中。整流器中的四个开关都是CCSD MOSFET也是可行的。 

实施例3： 

本发明的第三实施方式可采取如图19所示的电压源输入上半VCSD下半CCSD全桥同步整流的形式。 

除了实施例1和2中的电流源之外，所提出的全桥SR的输入也可以是电压源。在图19中示出了电压源输入自驱动全桥SR的完全版本。感测电阻器Rsen1和Rsen2放置在桥的下腿处，用于检测电流流动方向(将正电流流动定义为从地向上到Vout)。比较器U1和U2用于根据在Rsen1和Rsen2处的电流流动方向产生驱动脉冲。在M3和DM3或M4和Dm4处的正电流将使比较器U1或U2的输出变到高电平。比较器的高电压电平又将驱动缓冲器Q5或Q7(图腾柱或驱动器)。功率开关M3或M4将根据其正电流流动方向被导通，且它将以相反的方式被关断。两个p型MOSFET在形成上半VCSD SR的桥的上分支处。该应用的操作在t0开始。输入电流在图20和21中从点A流动到点B。功率MOSFET M2和M3都是导通的。电压V_B在Vout的电平处，而电压V_A在低电平处(t0＜t＜t1)。当电压V_B小于输出电压Vout时，该时期结束。输入电源电流保持连续的流动但以相反的方式改变其电流方向(t1＜t＜t2)。在Rsen1处变大的反向电压将触发比较器U1反转，锁住缓冲器Q6。M3接着被关断。M2仍然是导通的，因为V_A处于低状态，但它在这个过渡时期内停止到输出的功率转移(t2＜t＜t3)。反向电流流动使路径(M2，C1)中的M1的C1(外部或体电容)放电，同时给路径(M2，C3，RL，Cout)中的M3的C3充电。在上升到Vout的过程中，V_A逐渐减小M2的负阈值栅极电压。最后M2关断且Dm1传导。V_A到达输出电压Vout时(t3＜t＜t4)。此时路径(Dm1，C2)中的M2的C2被充电，而路径(Dm1，RL，Cout，C4)中的M4的C4被放电。V_B的下降产生M1的负阈值电压，M1接着立即被导通。然而，输入AC电压远远小于输出电压Vout。在这个过渡时期(t4＜t＜t5)中没有功率转移到输出。 一旦电压V_B低到足以使M4的二极管Dm4正向偏置(t5＜t＜t6)。在Rsen2处的正电流将触发比较器U2变高。U2的输出通过缓冲器驱动M4以导通，且V_A高于输出电压。功率被瞬时传送到输出(t6＜t＜t7)。 

当电压V_A下降到输出电压电平之下时，反向电流开始流动(t7＜t＜t8)。在Rsen2处变大的反向电压将触发比较器U2反转，锁住缓冲器Q8。M4接着被关断。M1仍然是导通的，因为V_B处于低状态，但它在这个过渡时期内停止到输出的功率转移(t8＜t＜t9)。反向电流流动使路径(M1，C2)中的M2的C2放电，同时给路径(M1，C4，RL，Cout)中的M4的C4充电。在上升到Vout的过程中，V_B逐渐减小M1的负阈值栅极电压。最后M1关断且Dm2传导。V_B到达输出电压Vout(t9＜t＜t10)。此时路径(Dm2，C1)中的M1的C1被充电，而路径(Dm2，RL，Cout，C3)中的M3的C3被放电。V_A进一步下降。V_A的低电压也通过缓冲器Q4驱动M2进入饱和(t10＜t＜t11)。V_A将达到地电平并使M3的二极管Dm3正向偏置(t11＜t＜t12)。周期在t12之后重复。 

通过将两个CCSD MOSFET放置在整流器的上部部分中并将两个VCSD MOSFET放置在整流器的下半部分中可实现类似的电路性能。必须强调，这两个CCSD MOSFET必须放置在整流器的上分支或下分支中。整流器中的四个开关都有CCSD MOSFET代替也是可行的。 

通过在下面考虑具有四个开关S1-S4的全桥整流器可一般化上面的实施例，这些开关可以是二极管或有源开关。开关被布置成使得两个开关S1和S2形成上分支，而两个开关S3和S4形成下分支。这可被示意性地示为： 

  S1   S2   S3   S4

这两个电流环是对角线，即，一个环包括开关S1和S4，而另一电流环包括开关S3和S4。如果从电压控制的自驱动有源开关、电流控制的自驱动有源开关和二极管选择开关，则关键要求是，在每个电流环中必须有 电流控制的有源开关或二极管。下面的表格示出本发明的所有可能的实施方式，且其中0表示电压控制的有源开关，而1表示电流控制的有源开关。 

  S1   S2   S3   S4   0   0   1   1   0   1   0   1   0   1   1   1   1   0   1   0   1   0   1   1   1   1   0   0   1   1   0   1   1   1   1   0   1   1   1   1

从上面的回顾中将看到，在每个电流环(即，S1+S4和S2+S3)中提供了当开关电流方向被反转时将自动关断的电流控制的有源开关或二极管。 

实施例4： 

本发明的实施方式特别是具有电压源的实施方式可用在通用电力线(例如，110Vac、220Vac、50Hz、60Hz等)中。在图腾柱或驱动器以及电压源的极性变化的帮助下代替二极管的这样的功率MOSFET便于对低和高功率应用的AC功率整流。为了有适当的电压驱动电平来驱动功率MOSFET，应添加如所示的电平移位器(或具有电压调整功能的任何电路)以按比例缩小整流体电压，用于将适当数量的电压提供到功率MOSFET的栅极，如在图22中的。图22是具有在下分支中的100-220Vac输入VCSD开关的单相AC-DC同步整流系统。在图23中示出AC到DC下半VCSD同步整流器。电路操作的细节与具有如上所述的单相自驱动全桥同步整流的如所示的AC到DC下半VCSD同步整流器相同。 

图24示出具有在下分支中的100-220Vac输入CCSD开关和在上分支中的P沟道MOSFET VCSD开关的单相AC-DC同步整流系统。图25示出图24中的电路的波形。在上分支中的P沟道MOSFET的使用具有轻易驱动能力的优点。然而，P沟道MOSFET仍然具有比N沟道MOSFET的导通电阻高的导通电阻。对于高功率应用，多个P沟道MOSFET可并行地操作，以便相等的导通电阻可被极大地减小。当然，可选的方法是直接在上分支中使用N沟道MOSFET开关。 

图26示出具有在下分支中的100-220Vac输入CCSD开关和在上分支中的P沟道MOSFET VCSD开关的单相AC-DC同步整流系统。为了使用浮动源极端子驱动上分支中的N沟道MOSFET开关，必须存在升压电路。部件D5、D6、Z1、Z2、R1、R2、R3和R4形成为开关M1和M2分别形成两个升压电路。由于在上分支中的N沟道MOSFET开关的使用，还需要一些逻辑电路，其在将栅极信号传递到驱动器电路之前反转来自点A和点B处的电压的进入的栅极驱动信号。电平移位器也在图26中实现，以便向下分支电路提供适当的电源电压电平。 

实际上具有电压源输入的所有上述实施方式都可用于这样的通用电力线应用，包括单相、三相、多相或甚至多级整流。 

将理解，本发明的实施方式可使用分立的电子部件或作为集成电路实现，并可用于对从微瓦到几十千瓦的应用代替传统二极管整流器电路。当被提供为集成封装时，有很多优点，包括高致密性和热沉体积的减小。例如，对于220V 10A应用，传统单相全桥整流器具有大约20W的传导——假定在二极管两端有1V电压降，且有4个二极管。使用本发明的实施方式，传导损耗仅为2W。这极大地减小了功率损耗，所以热沉要求极大地减小了。电路可集成到电路块或独立的模块中。 

实施例5： 

本发明的另一实施方式可采取如图27所示的三相电压源输入下半VCSD全桥同步整流(SR)的形式。上面的所述原理不仅适用于单相应用，而且它可适用于三相AC系统。图27示出到下半VCSD SR的三相电压源输入。图28示出图27的波形。如同单相系统一样，电压源端子示出每个 电源电压(VA、VB、VC)的相以及还有源之间的相差。每个相的驱动信息可通过双二极管背对背连接或通过一些逻辑电路从相邻相之间的其端子电压得到，这些逻辑电路可提供逻辑功能“与”或“或”功能。因此，二极管的方向取决于需要驱动全桥整流器的哪个分支(上半部分或下半部分)。对于下半VCSD全桥SR，应使用“与”功能。对于上半VCSD全桥SR，应使用“或”功能。所得到的信号(栅极_ab、栅极_bc、栅极_ca)的绝对值接着用于驱动连接到相应的功率MOSFET的栅极的缓冲器(图腾柱或驱动器)。信号流动可在逻辑上被显示如下： 

表5  用于驱动具有电压源输入的三相自驱动下半VCSD全桥同步整流器系统的信号流的状态。 

  (VA∩VB)→|V(栅极_ab)|→缓冲器→V(栅极2)→M2→VC(高或低)   (VB∩VC)→|V(栅极_bc)|→缓冲器→V(栅极4)→M4→VA(高或低)   (VC∩VA)→|V(栅极_ca)|→缓冲器→V(栅极6)→M6→VB(高或低)

表6  用于驱动具有电压源输入的三相自驱动上半VCSD全桥同步整流器系统的信号流的状态。 

  (VA∩VB)→|V(栅极_ab)|→缓冲器→V(栅极5)→M5→VC(高或低)   (VB∩VC)→|V(栅极_bc)|→缓冲器→V(栅极1)→M1→VA(高或低)   (VC∩VA)→|V(栅极_ca)|→缓冲器→V(栅极3)→M3→VB(高或低)

表7  具有电压源输入的三相自驱动下半VCSD全桥同步整流器系统的电流流动描述。 

实施例6： 

本发明的该实施方式可采取多级电压源输入下半VCSD自驱动全桥同步整流(SR)的形式。再次，上面的所述原理不仅适用于单相应用，而且可适用于多级系统。存在形成多级整流器系统的很多不同的配置。图29示出使用具有电压源输入的自驱动下半VCSD的一般多级级联的全桥整流器系统。图30示出用于示范的2级电压源输入下半VCSD全桥SR的波形。 

实施例7 

图31示出包括同步整流电路的感应地供电的次级组件的实施方式。当次级绕组被放置在能量发射机(初级)上或附近时，它从该发射机感应地接收AC能量。次级绕组以及谐振电容器形成可被视为AC电流源的谐振回路。必须注意，多于一个的绕组以及其各自的谐振电容器可用于形成并联的AC电流源，以提高输出功率。电流源和全桥同步整流具有与在实施例1和实施例2中所述的相同的操作模式。归因于同步整流的使用而降 低的功率损耗可提高供应功率转移的效率。例如，如果通过整流器的电流是1A，归因于整流器的功率损耗从0.6-0.8W降低到小于0.2W，因为每个MOSFET的内部电阻非常低。这样节约的损耗对所产生的热是关键的，特别是当次级组件放置在任何封闭结构中(例如，移动电话中)时。与对电池或对其它能量存储部件的充电电路一样，次级组件的输出可用于给任何DC负载供电。 

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