无线电干涉定位中基于双伪随机码的测量频率选择方法

摘要

本发明涉及无线电干涉定位中基于双伪随机码的测量频率选择方法。本发明设置三个位置已知的锚节点和一个待定位节点，将两个锚节点设置为发射节点，另一个锚节点和待定位节点设置为接收节点；包括发射节点频率校准、最小频率间隔确定、测量频率候选集设计、频率测量顺序随机化设计、发射、接收节点时间同步、干涉包络相位差估计、干涉距离估计、节点位置估计。本发明解决了等间隔干涉测距中测距范围和精度间固有矛盾。本发明巧妙安排测量频率间隔，用小频率间隔扩展整周的周期，用大频率间隔保证测距精度，改变各频率的先后测量次序不影响干涉距离估计。本发明能够躲避干扰，具有抗干扰能力，可应用军事抗干扰定位。

说明书

技术领域

本发明涉及无线定位中测距方法，特别涉及无线电干涉定位中基于双伪随机码的测量频率选择方法。

背景技术

无线网络中的定位包括两大类：基于测距的方法和非测距的方法。

非测距方法利用节点间的连接信息定位，不需要额外的硬件设备，但精度不高。基于测距方法通过测量信号的幅度、相位或频率来测量位置已知锚节点和待定位节点间的距离、距离差或方向信息。测量信号包括声波、超声波、红外和无线电信号。测距方法包括到达时间测距(TOA)、到达时间差测距(TDOA)、到达角测距(AOA)、接收信号能量测距(RSS)和无线电干涉测距(RIPS)。在测距范围上，声波、超声波或红外信号测距范围在几米到几十米，而无线电信号测距范围则从几公里到几万公里。除接收信号能量测距外，基于测距的定位方法普遍精度较高，但需要较昂贵的硬件。

在无线网络定位中，定位精度、定位范围和成本是评价定位系统优劣三个重要标准。而昂贵的硬件成本限制了测距类定位方法在大范围布设网络中的应用。

在本发明之前，已经有无线电干涉定位系统(RIPS)。其中，两个源节点A、B同时发射频率相近，分别为f₁、f₂的高频正弦波信号，两正弦信号在接收节点C、D产生干涉现象。C、D节点将高频干涉信号倍频处理，然后低通滤波取出干涉信号的低频包络，计算包络相位两个接收节点包络的相位的差对应着一个四元距离组合d_ABCD＝d_AD-d_BD+d_BC-d_AC，并称d_ABCD为四元组ABCD对应的干涉距离。其中，d_XY(X，Y∈{A，B，C，D})表示节点X、Y的距离，如图1所示。

系统测量多个估计相应的d_ABCD，进而根据不同节点组合的干涉距离估计待定位节点的位置。

无线电干涉定位技术具有以下优点：

a)对时钟同步要求低：发端不需要同步；而接收端仅需要微秒级的同步精度，通过网络的时间同步协议即可完成节点的同步。

b)硬件成本低：由于接收端仅需对几百赫兹低频包络信号进行采样并计算相位，对A/D采样器件和相应硬件电路要求低，硬件成本低。

c)定位精度高：现有的无线电干涉定位系统的定位精度已经达到厘米级。

d)测距范围可控：测距范围受到频率间隔控制，可达几百米。

因此，与现有的其他测距类定位方法相比，无线电干涉定位技术具有极大的技术优势。

但是，在干涉测距中存在整周模糊问题，即干涉距离的解不唯一，呈周期重复的现象。整周模糊是由频率间隔确定的，是采用等间隔测量频率的干涉测距系统所固有的，不可消除。整周模糊的整周长Δq＝c/Δf(如当Δf＝1.5MHz，Δq＝200m)，即干涉测距整周模糊周长。

在等间隔测量中，假定一组测量中任意一对收发节点间实际距离最大值为d_max，这样干涉距离的取值范围为[-2d_max，2d_max]，为了避免出现整周模糊问题，要求Δq≥4d_max，即要求频率间隔Δf≤c/4d_max，这就限制了频率间隔的大小。分析表明，当测量频点数一定时，减小频点间隔即减小测量带宽B，将导致测距精度快速下降，图3证明了这一点。因此在等间隔干涉测距系统中，由于整周模糊问题的存在，测距范围和测距精度是一对固有的矛盾。即在测量的频点和带宽一定时，增加测距精度必然以牺牲测距范围为代价；反之亦然。现有的等间隔频点测距中，测距精度和测距范围不能同时满足。

发明内容

本发明的目的就是要克服上述缺陷，研制一种无线电干涉定位中基于双伪随机码的测量频率选择方法，解决现有技术中测距精度和测距范围之间的矛盾。

本发明的技术方案是：

无线电干涉定位中基于双伪随机码的测量频率选择方法，其主要技术步骤在于：

(1)发射和接收节点的设置：一次干涉测量包括三个位置已知的锚节点和一个待定位节点；其中，将两个锚节点设置为发射节点，另一个锚节点和待定位节点设置为接收节点；

(2)发射节点频率校准：对两个发射节点的频率进行校准，消除它们的发射频率偏差；

(3)最小频率间隔确定：根据定位系统的布设范围计算模糊解周期，进而确定干涉测距最小频率间隔；

(4)测量频率候选集设计：在可用带宽内，利用伪随机序列生成测量频率的候选集；

(5)频率测量顺序随机化设计：用伪随机序列改变测量频率候选集中各频率的测量顺序以对抗单频干扰，确定最终N个测量频率f_i，i＝1，...N；

(6)发射、接收节点时间同步：利用时钟同步协议使接收节点在相同的时刻开始接收和测量无线电信号；

(7)干涉包络相位差估计：两个发射节点分别在一对频率f_i及f_i+f_L上发射频率相近的正弦波，f_L为固定低频信号，两个正弦波信号在两接收节点形成干涉信号；分别计算两个接收节点处干涉信号包络的相位，得到两包络相位的差

(8)干涉距离估计：分别在多对频率上重复步骤(2)和(7)，测量得到多个联合求解干涉距离d_ABCD，每个d_ABCD所确定的待定位节点的轨迹是一条双曲线；

(9)节点位置估计：使用不同的锚节点和待定位节点组合，得到不同d_ABCD和双曲线，多条双曲线交点为待定位节点位置。

本发明的实施通过设计无线电干涉测距过程的发射频率完成。本发明指出，等间隔测距方法中测距精度和测距范围难以兼顾。在此基础上，提出可消除较大范围整周模糊问题的随机化理论。依据此理论，在测量硬件的频率分辨率受限时，设计了一种基于随机化频率选取的干涉测距方法，该方法的具体实施可用伪随机序列完成，本发明给出了一个用m序列选取测量频率的示例。

本发明的优点和效果在于在测量可用的总带宽和测量频率数相同条件下，不需要增加硬件复杂度，仅通过巧妙安排测距频率间隔，即可在保证测距精度不变的同时，大大提高测距的范围，可将现有的无线电干涉定位技术扩展到大范围稀疏布设的网络中。

本发明的仿真结果表明，本发明达到预期效果，解决了干涉测距中测距精度和范围矛盾的难题，同时新的干涉测距方法实现简单。需要说明的是，本发明中采用的双随机化方法具有一定抗干扰能力，在军事定位(如跳频电台定位)应用中具有独特优势。由于采用非等间隔频点，如果考虑抗单频干扰问题，可以通过安排这些频点的先后测量次序来躲避干扰(改变测量频率的先后次序不影响干涉距离估计，考虑抗干扰能力，选择测量频率同时还需要选择各频率的先后测量次序)，相比均匀频点间隔测距及单伪随机序列测距，新方法抗干扰能力大大增加。

附图说明

图1——现有技术中无线电干涉定位收发节点配置示意图。

图2——本发明中无线电干涉定位原理方框示意图。

图3——现有技术中等间隔测距，测量频点数及频点间隔对测距精度影响示意图。

图4——本发明中随机化方法实施原理方框示意图。

图5——本发明中不同测距方法整周模糊的整周长示意图，分(a)为不同测距方法整周模糊的整周长，q_range＝200m，N＝41，等间隔方法Δf＝0.1MHz；(b)为不同测距方法整周模糊的整周长，q_range＝200m，N＝41，等间隔方法Δf＝0.5MHz；(c)为不同测距方法整周模糊的整周长，q_range＝200m，N＝41，随机化频率选择方法。

图6——本发明中不同频点时两种方法测距精度比较结果示意图。

图7——本发明中不同带宽时两种方法测距精度比较结果示意图。

具体实施方式

本发明的技术思路是在无线电干涉定位系统中，如何在扩大布设范围的同时满足保持系统的测距精度是本发明要解决的问题。

下面将分两部分详细阐述本发明，包括本发明的频率设计方法的具体实现步骤以及新方法的性能。新方法的性能主要以测距精度和测距范围来衡量。

下面进一步阐述本发明主要技术步骤具体实现。

如图2所示：

步骤(1).发射和接收节点的设置

无线电干涉定位中一次干涉测量包括四个节点，即两个发射节点A、B和两个接收节点C、D，测量得到的干涉距离d_ABCD是四元距离组合，即d_ABCD＝d_AD-d_BD+d_BC-d_AC。

为了便于位置解算，一次干涉测量包括三个锚节点和一个需定位的待定位节点，其中两个锚节点设置为发射节点，另一个锚点和待定位节点设置为接收节点；这样一个干涉距离对应一条双曲线，使用多条双曲线即可确定待定位节点的位置。见公式(6)。此外，考虑到定位中的GDOP(Geometric Dilution of Precision)问题，两个发射节点距离不能太近；同时，尽量避免锚节点和待定位节点在一条直线上。

步骤(2).发射节点频率校准

当两个发射节点同时发射频率相近的正弦波信号时，接收端形成干涉信号，且所形成的干涉信号的拍频为干涉源信号的频率之差。计算干涉信号包络的相位时，将其通过低通滤波器后对信号强度进行采样。产生好的干涉信号关键是干涉源节点能够精确发射指定频率的正弦波。

如果发射节点的晶振的稳定度不够高，使得发射信号的实际频率与指定频率不符，此时可采用频率校准的方法。干涉测距中，频率校准的目的使得两个发射节点的频率差为精确可控值。

本发明以低成本节点Mica2传感器节点为例，Mica2采用的CC1000芯片内部的温补晶振易受环境因素的影响而产生频率偏移。为此，在干涉测量过程前须进行频率调整以降低干涉源节点频率的差值。干涉源信号的频率计算公式为：

f＝430.1+0.526×channel+65·10^-6×tuning(MHz)    (1)

式中：channel——当前测量的频段序号；

tuning——相应频段上的频率调整值。

此处，430.1MHz为CC1000电台的基准频率，0.526MHz为相邻测量频段的间隔，65Hz为频率调整的基本单位。在调整过程中，一个干涉源节点的频率保持不变，不断改变另外一个源节点的频率调整值，接收节点测量干涉信号包络的频率，当包络的频率接近零时，接收节点选择出相应的最优校准值并报告给发射节点，后者依据接收到的校准值对自身频率寄存器的设置进行调整，频率校准过程结束。

步骤(3)最小频率间隔确定

本发明指出：

如果在干涉测距中，相邻测量频率f_i、f_i+1之间采用随机间隔而不是等间隔，即任意两个测量频率之间间隔为一个随机数，并且Δf_min为所有频率间隔的最大公约数(任意两个相邻测量频率间隔均为Δf_min的整数倍)，那么整周模糊周长扩展为Δq＝c/Δf_min。

因此最小频率间隔Δf_min决定了干涉测距整周模糊解大小，为了避免在测距范围内整周模糊解出现，最小频率间隔需满足Δf_min≤c/d_max，d_max为节点间最大距离值。同时，最小频率间隔不可过小，否则增加步骤(5)中伪随机序列复杂度。

步骤(4).测量频率候选集设计

本发明核心在于测量频率间隔的设计。原始的无线电干涉定位系统以等间隔方式选取测量频率。本发明突破了等间隔测量频率选取的限制，在步骤(4)、步骤(5)设计了一种基于双伪随机码的随机频率间隔选取和随机测量顺序的干涉测距方法。在不增加硬件成本、不降低测距精度的前提下，大大扩展了干涉测距的范围，解决了干涉测距中测距范围和精度的矛盾。

随机化频率间隔设计主要描述如下

(1).将整个可用的测量带宽B等间隔划分为足够大的M个部分，得到M-1个频率。

(2).选择产生随机数的随机序列，如m序列。

(3).利用随机序列，从M-1个频率中随机选出N个测量频率(M＞＞N)。步骤(5).频率测量顺序随机化设计

使用另一个随机序列确定N个测量频率的测量先后次序，这样将增强干涉测距的抗干扰能力。

根据步骤(4)、步骤(5)，一个基于双伪随机码的测量频率设计实例如下。

假定起始测量频率f₀＝400MHz，可用测量带宽B＝40.5MHz，将可用带宽等间隔划分为M＝2025份，得到M-1＝2024个等间距的频点集合F_set(假定起始测量频率固定)，最小频率间隔0.02MHz，测量频点数为N＝41，使用次数为11位的m序列，其周期为2¹¹-1＝2047，生成多项式为八进制表示的(4，0，5，5)＝[1 0 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1]，即生成多项式g(x)＝1+x²+x³+x⁵+x¹¹。实现时可用一个m位移位寄存器来实现，如图4所示。寄存器的初始状态为(0000 0000 0001)，每移位一次产生一个随机数，共产生2047个随机数。取出2047个随机数中前N＝41个数对应的频率，由于2047大于M-1＝2024，取出的前N个数还需完成模2024处理，使得最后随机数限制在2024内。具体讲，由生成多项式(4，0，5，5)生成的2047个随机数的前N个为

Pn＝{1，2，5，11，23，47，94，189，378，756，1512，977，1955，1862，1677，1306，565，1130，212，424，848，1697，1347，646，1292，536，1073，98，197，395，791，1583，1119，190，381，762，1524，1001，2002，1957，1866}

生成随机数序列按升序排列为

Pn_S＝{1，2，5，11，23，47，94，98，189，190，197，212，378，381，395，424，536，565，646，756，762，791，848，977，1001，1073，1119，1130，1292，1306，1347，1512，1524，1583，1677，1697，1862，1866，1955，1957，2002}

根据随机数Pn_S从F_set中取出测量频率集合F_rand＝F_set(Pn_S)。

F_rand＝{400.02，400.04，400.10，400.22，400.46，400.94，401.88，401.96，403.78，403.80，403.94，404.24，407.56，407.62，407.90，408.48，410.72，411.30，412.92，415.12，415.24，415.82，416.96，419.54，420.02，421.46，422.38，422.60，425.84，426.12，426.94，430.24，430.48，431.66，433.54，433.94，437.24，437.32，439.10，439.14，440.04}(MHz)

产生长度为6位的m序列，满足2⁶-1＝63≥N。生成多项式为八进制表示的(1，0，3)＝[0 0 1 0 0 0 0 1 1]，即生成多项式g(x)＝1+x+x⁶。寄存器的初始状态为(0 000 001)，每移位一次产生一个随机数，共产生63个随机数。

Pn＝{1，3，7，15，31，63，62，61，58，53，42，21，43，22，44，25，51，38，13，27，55，46，29，59，54，45，26，52，41，18，36，9，19，39，14，28，56，49，34，5，11，23，47，30，60，57，50，37，10，20，40，17，35，6，12，24，48，33，2，4，8，16，32}

取出前N个随机数

Pn_N＝{1，3，7，15，31，63，62，61，58，53，42，21，43，22，44，25，51，38，13，27，55，46，29，59，54，45，26，52，41，18，36，9，19，39，14，28，56，49，34，5，11}

建立随机数与频率的对应关系

Pn_F＝{(Pn_N，F_rand)}＝{(1，400.02) (3，400.04) (7，400.10) (15，400.22) (31，400.46)(63，400.94) (62，401.88) (61，401.96) (58，403.78) (53，403.80)(42，403.94) (21，404.24) (43，407.56) (22，407.62) (44，407.90)(25，408.48) (51，410.72) (38，411.30) (13，412.92) (27，415.12)(55，415.24) (46，415.82) (29，416.96) (59，419.54) (54，420.02)(45，421.46) (26，422.38) (52，422.60) (41，425.84) (18，426.12)(36，426.94) (9，430.24) (19，430.48) (39，431.66) (14，433.54)(28，433.94) (56，437.24) (49，437.32) (34，439.10) (5，439.14)(11，440.04)}

按随机数升序排列确定各频率测量顺序

F_S＝{400.02，400.04，439.14，400.10，430.24，440.04，412.92，433.54，400.22，426.12，430.48，404.24，407.62，408.48，422.38，415.12，433.94，416.96，400.46，439.10，426.94，411.30，431.66，425.84，403.94，407.56，407.90，421.46，415.82，437.32，410.72，422.60，403.80，420.02，415.24，437.24，403.78，419.54，401.96，401.88，400.94}(MHz)

步骤(6).发射、接收节点时间同步

估算干涉距离的依据是两个接收节点相对相位的差值，时间同步误差将引起相位估算的误差。采用两个接收节点C、D可消除节点的发射时刻t_A、t_B对测量相位的影响，即发射节点同步误差不影响测距和定位精度。

而接收节点C、D的同步使用现有的网络时钟同步协议完成。

干涉测距中并不使用网络范围的全局时间同步，而是仅同步当前测距组合中参与的节点并且只保持在一次测量期间。干涉测距中，主节点通过广播消息发起测量，消息中含有另一个发送节点、测量类型(微调或测距)、发送功率，同时也指定了一个将来的时刻(以主节点的本地时间指定)，在这一时刻发起测量。消息发出前打上精确的时间戳。接收者将时间戳转换为本地时间，用转换后的本地时间设置定时器，同时转发广播消息。通过该协议可以使节点在同一时刻开始测距操作。

步骤(7).干涉包络相位差估计

两个源节点A、B同时发射频率相近，分别为f₁、f₂的高频正弦波信号，令δ＝(f₁-f₂)/2，且δ＜＜f₁、δ＜＜f₂，测量中两频率的差为固定值。两正弦信号在接收节点C、D产生干涉现象，称f＝(f₁+f₂)/2为干涉源信号的中心频率，简称干涉源频率；记λ＝c/f为干涉源波长。接收节点C、D对各自干涉信号进行混频、平方倍频和低通滤波处理，并对低通滤波后低频正弦信号进行采样。利用样本估算出正弦信号的相位和频率，得到

估算正弦波信号的相位可采用时域方法。时域估计方法首先对原始数据进行滑动平均，将当前RSSI((received signal strength indicator))实际测量值与前M次历史数据的平均值作为当前RSSI读数。其次，通过前24个RSSI读数判断干涉信号强度的最大值R_max与最小值R_min，其差值定义为干涉信号的幅度Amp＝|R_max-R_min|。设置上门限为R_max-0.2×Amp，下门限为R_min+0.2×Amp。对随后的RSSI读数进行分类：大于上门限的读数标识为高值，小于下门限的标识为低值。当RSSI读数由低值变为高值随后又变为非高值时，将对应的高值读数的中间位置作为波峰位置。两个相邻的波峰位置确定正弦信号的周期及频率。接收节点C和D的波峰位置的偏移大小对应相位差。

步骤(8).干涉距离估计

两个接收节点C、D包络的相位的差对应着一个四元距离组合d_ABCD＝d_AD-d_BD+d_BC-d_AC，并称d_ABCD为四元组ABCD对应的干涉距离。其中，d_XY(X，Y∈{A，B，C，D})表示节点X、Y的距离，如图1所示。且有

其中，n为未知整数。为了确定n，需要在n个不同载波频率f_i上测量，这样可得n个方程

由于位置数的个数为n+1个，大于方程组个数，方程组(3)没有闭式解，可以用搜索方法寻找一个最接近的解

其中，q_range为根据估计的干涉距离d_ABCD，round{}表示取整。本发明中将公式(4)称为偏差搜索函数。

在获得多对频率测量的相对相位差后，利用公式(4)中偏差搜索函数估计出干涉距离d_ABCD。

步骤(9)节点位置估计

由于节点A、B、C为位置已知的锚节点，D为未知节点，那么

d_ABCD-d_BC+d_AC＝d_AD-d_BD    (6)

方程(6)确定一条双曲线，如果将锚点A、C设为发射节点，B、D为接收节点，再做一组测量，可得一条新的双曲线，两条双曲线的交点即可确定D的位置。实际应用中，常用多个锚点组合完成多组测量，每组测量得到一条以两发射节点为焦点的双曲线，在有噪声时，多条双曲线并不交于一点，此时可用加权最小二乘算法(WLS)求解待定位节点的位置。

本发明用仿真来验证设计的方法的性能，仿真参数与步骤(5)中设计实例一致。

仿真结果如图5、图6、图7所示：

仿真中由于最小频率间隔0.02MHz，随机化选择频率间隔后，整周模糊的整周长Δq＝c/Δf_min＝15000m。这一结果在图5.(c)中得到证实。如果采用等间隔测距，为了充分利用带宽以保证测距精度(见图3)，测量频点间隔需设置为B/N-1，Δq≈300m，显然随机化方法的整周模糊解的整周长大大扩展了。

从几种方法的对比中还可看出

(1).图5中，等频率间隔方法模糊解周期受到频率间隔的制约，频率间隔越小，整周模糊周长越长，即测量时候出现整周模糊的概率越小。但在测量频点一定时，占用带宽也越小，测距精度低。而随机化频率间隔方法的模糊解周期大大扩展。

(2).图6、图7中，在同样的可用带宽和测量频点条件下，比较各种方法的测距精度。此时，对于图6、图7中等间隔方法，测量频点占满整个可用带宽，测距范围将受到限制。如图7中B＝81MHz，N＝81，等间隔测量方法的测距范围限制为-150m＜q_range＜150m，而随机化频率间隔方法的测距范围则扩展为-7500m＜q_range＜7500m。

在图中随机化方法测距范围远大于等间隔方法隐含条件下，进一步比较测距精度。在噪声门限下(在带宽和测量频点给定时，当噪声方差超过一定值，所有测量方式下测距误差急剧增加，此值称为干涉测距的噪声门限。如图7中，N＝81，B＝40.5MHz，噪声门限约为0.5dB)，两者几乎没有差异。当噪声方差超过噪声门限，由于测距误差急剧增加，测距方法失效。

(3).在干涉测距中，无论等频率间隔方法还是随机化间隔方法，增加测量带宽均可大幅度提高测距精度，如图3、图7所示。

(4).在干涉测距中，增加测量测量频点数也可提高测距精度，如图3、图7所示。

以上所述仅为本发明的特定实施示例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应该涵盖在本发明的保护范围内。