用于相移键控信号的自适应盲均衡方法、均衡器及接收机

摘要

本申请涉及一种用于相移键控信号的自适应盲均衡方法、均衡器及接收机。根据所提供的实施例，计算有限冲激响应滤波器当前输出和一个在前输出的共轭积，利用所述共轭积更新均衡系数，然后利用更新后的均衡系数用所述有限冲激响应滤波器对输入信号滤波。所提供的实施例能够适用于任何相移键控信号，包括二相相移键控信号的自适应盲均衡。

说明书

技术领域

本申请总体上涉及光通信，更具体地，涉及相移键控信号的自适应盲均衡。

背景技术

相干光通信技术是未来高速、大容量光通信技术的发展方向。在相干光通信系统中，可以使用各种调制格式，如幅度调制、相位调制、正交幅度调制(QAM)等。相移键控(phase-shift-keying，PSK)是一种纯相位调制格式，它用符号的相位表示要传递的信息。有m个可能的发送符号的PSK称为mPSK(m为大于等于2的整数)，它的一个符号S可以表示为S＝exp(j·2kπ/m)，k＝0，1，...m-1，随k的取值不同，符号S具有不同的值。常见的BPSK(二进制相移键控、二相相移键控)、QPSK(正交相移键控、四相相移键控)调制格式都是mPSK中的m分别取2和4的特例。

因为光信道会引入符号间串扰(inter-symbol interference，ISI)，在相干光接收机中通常采用基于有限冲激响应(FIR)滤波器的自适应均衡技术来消除ISI。同时，为了提高频谱利用率和避免训练序列带来的额外开销，希望使用盲均衡。恒模算法(constant modulus algorithm，CMA)是最常用的一种自适应盲均衡算法，例如C.Richard Johnson等人的Blind equalizationusing the constant modulus criterion：A Review.Proceedings of the IEEE，vol.86，no.10，Oct.1998，该文献通过这里的引用全文合并到本申请文件中。

对目前相干光通信系统中采用的主流调制格式QPSK来说，CMA是适用的。但CMA正常工作的前提条件之一是信号的星座图是圆对称的，即E{S²}＝0，也就是S²的期望是O，其中S表示符号(例如对于mPSK信号，S＝exp(jk2π/m)。例如见Simon Haykin的Adaptive Filter Theory，3rd edition.Prentice Hall，1998，该文献通过这里的引用全文合并到本申请文件中。除BPSK信号以外，所有m＞2的mPSK信号都满足该条件。这就意味着CMA算法对BPSK是不适用的，见C.B.Papadias，On the existence of undesirableglobal minimum of Godard equalizers.Acoustics，Speech and SignalProcessing，vol.5，1997，该文献通过这里的引用全文合并到本申请文件中。

发明内容

在下文中给出了关于本发明的简要概述，以便提供关于本发明的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本发明的穷举性概述。它并不是意图确定本发明的关键或重要部分，也不是意图限定本发明的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。

本申请的目的是提供一种适用范围更广的自适应盲均衡方法，它适用于所有mPSK信号(m≥2)，即包括BPSK信号。

同时，本发明的另一个目的是提供一种新的PSK信号自适应盲均衡方法。

另外，本发明的另一个目的是提供一种适用于BPSK信号的自适应盲均衡方法。

本发明的目的还包括提供与上述方法相应的均衡器和相干光接收机。

根据本申请所提供的一种实施例，提供了一种用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，包括：计算有限冲激响应滤波器当前输出和一个在前输出的共轭积；利用所述共轭积更新均衡系数；以及利用更新后的均衡系数用所述有限冲激响应滤波器对输入信号滤波。

根据本申请所提供的另一种实施例，提供了一种用于相移键控信号的均衡器，包括：共轭积计算器，计算均衡器当前输出和一个在前输出的共轭积；均衡系数更新器，利用所述共轭积更新均衡系数；以及有限冲激响应滤波器，利用更新后的均衡系数对输入信号滤波。

根据本申请所提供的另一种实施例，提供了一种相干光接收机，包括至少一个如上所述的均衡器。

按照上述实施例，能够实现对PSK信号包括BPSK信号的自适应盲均衡。

附图说明

参照下面结合附图对本发明实施例的说明，会更加容易地理解本发明的以上和其它目的、特点和优点。在附图中，相同的或对应的技术特征或部件将采用相同或对应的附图标记来表示。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本发明的优选实施例和解释本发明的原理和优点。在附图中：

图1为根据本发明一种实施方式的PSK信号自适应盲均衡方法的流程图；

图2为根据本发明另一种实施方式的PSK信号自适应盲均衡方法的流程图；

图3为根据本发明一种实施方式的PSK信号均衡器的示意框图；

图4为根据本发明另一种实施方式的PSK信号均衡器的示意框图；

图5为根据本发明另一种实施方式的PSK信号均衡器的示意框图；

图6为根据本发明一种实施方式的接收机的示意框图；

图7为根据本发明另一种实施方式的接收机的示意框图；

图8为根据本发明另一种实施方式的接收机的示意框图。

具体实施方式

在下文中将结合附图对本发明的示范性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中必须做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，例如，符合与系统及业务相关的那些限制条件，并且这些限制条件可能会随着实施方式的不同而有所改变。此外，还应该了解，虽然开发工作有可能是非常复杂和费时的，但对得益于本公开内容的本领域技术人员来说，这种开发工作仅仅是例行的任务。

在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本发明，在附图中仅仅示出了与根据本发明的方案密切相关的装置结构和/或处理步骤，而省略了与本发明关系不大的其他细节。

第一实施方式

采样后的信号进入均衡器，设接收机端的自适应均衡器具有L抽头FIR滤波器结构，其中L为大于等于1的整数，表示均衡器的均衡所考虑的采样点数。以X_t表示tT_s时刻(t为整数)均衡器的输入信号，W_t表示tT_s时刻FIR滤波器的抽头系数，则X_t和W_t都是L维向量。tTs时刻均衡器的输出为y_t＝W_t^TX_t(^T表示转置)。例如，当L为3时，意味着信号的均衡要考虑连续接收到的3个采样，即X_t＝[x_ts-2，x_ts-1，x_ts]，其中X_t为均衡器的当前输入信号，x_ts到x_ts-2为连续3个采样值，其中正整数s表示每符号采样数。在相干光通信系统中通常s＝2，本领域技术人员在阅读本申请文件后完全能够明了对于s≠2的情况的计算是类似的。

自适应均衡的过程可以看成是对某个代价函数的优化过程，比如CMA算法实际上就是对如下代价函数的优化：

c_cma＝E{(|y_t|²-γ)²}

E{·}表示期望，γ是一大于零的常数。上式的含义是期望(|y_t|²-γ)²趋于0，即y_t的模趋于某个常数在将信号的模归一化的情况下，γ值取1。

上式所表示的CMA算法适用于m＞2的mPSK信号，但对BPSK信号不适用。申请人经研究发现，如果能够同时考虑FIR滤波器在当前时刻和另一不同时刻的输出，则能够使均衡器可适用于BPSK信号。

所述不同时刻可以是相邻的时刻，也可以是不相邻的时刻。例如，对于当前的tT_s时刻输出y_t的均衡，可以考虑前一时刻即(t-1)T_s时刻的输出y_t-1，也可以考虑再前一时刻(t-2)T_s时刻的输出y_t-2。下面的描述将以同时考虑输出y_t和输出y_t-1为例。

若发送信号为mPSK信号，当均衡器完全消除了ISI时，它的输出y_t是带有相噪的mPSK信号，即(在本申请文件中，为简明起见，假定将信号的模归一化，因此所有公式中信号的表达式均不带系数)：

$y=\exp \left[j(\frac{{2k}_t\pi }{m}+{\phi }_t)\right],k_1=\mathrm{0,1},...m-1.$

其中，φ_t为相噪。

相应地，(t-1)T_s时刻的输出为：

$y_{t-1}=\exp \left[j(\frac{{2k}_{t-1}\pi }{m}+{\phi }_{t-1})\right],k_2=\mathrm{0,1},...m-1.$

求均衡器在tT_s和(t-1)T_s时刻的输出值的共轭乘积，即r_t＝y_ty_t-1^＊(^＊表示共轭)，得到：

$r_t=\exp [j(\frac{{2k}_t\pi }{m}+{\phi }_t)-j(\frac{{2k}_{t-1}\pi }{m}+{\phi }_{t-1})]$进一步得到：

$r_t=\exp \left[j(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}+{\mathrm{\Delta \phi }}_t)\right],$k＝k_t-k_t-1＝0，1，...m-1。

是均值为零的随机变量，它的方差正比于激光器线宽和符号周期T_s的乘积。因为光通信系统的符号率一般为GHz量级，也就是说T_s在10^-9量级，而激光器线宽一般小于1MHz，所以上式中的相噪项Δφ_t可忽略，从而

$r_t\approx \exp \left[j\left(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}\right)\right],k=\mathrm{0,1},...m-1.---\left(1\right)$

可见，r_t仍是一个mPSK信号。为适用于BPSK信号，本实施方式构建了下述代价函数：

c＝E{|r_t^m-1|²}                                (2)

如前所述，上式是在模被归一化的情况下的表达式。在不考虑归一化模的情况下，上式为：

c＝E{|r_t^m-γ|²}                               (3)

其中，r_t为输出y_t和y_t-1的共轭积，γ为常数，m为mPSK信号的星座点数目。其中，上式中的平方只是为了计算的方便，事实上取模就足够了。

因此，本实施方式提出了一种基于上述代价函数的PSK信号自适应盲均衡方法。即，如图1所示，首先计算有限冲激相应滤波器即FIR滤波器(也就是均衡器)的当前输出和一个在前输出(如前所述，可以是紧相邻的，也可以是不相邻的)的共轭积r(步骤102)，然后利用该共轭积更新均衡系数，也就是上述FIR滤波器的抽头系数(步骤106)，然后FIR滤波器利用更新的系数对输入信号滤波(步骤108)。

相应地，如图3所示，本实施方式还提供了一种用于相移键控信号的均衡器，包括：共轭积计算器302，计算均衡器当前输出和一个在前输出的共轭积；均衡系数更新器306，利用所述共轭积更新均衡系数；以及有限冲激响应滤波器308，利用更新后的均衡系数对输入信号滤波。

具体来说，如图3所示，均衡器接收到信号x，L抽头FIR滤波器308将相继的L个采样作为输入(X_t)，利用均衡系数W_t得到输出信号y_t。共轭积计算器302利用该输出y_t以及以前的输出(例如y_t-1，但不限于此)计算得到共轭积r_t，然后均衡系数更新器306利用该共轭积r_t将均衡系数W_t更新为W_t+1，以对下一个输入X_t+1进行滤波。

根据实际情况，可以对每一个输入信号都更新均衡系数，但是也可以只在需要时更新均衡系数，或者每隔一定数量的输入信号更新均衡系数等。

对均衡系数的更新是通过优化代价函数实现的，即让E{|r^m-γ|²}最小，即求使E{|r^m-γ|²}最小的FIR系数W_t。求解过程可以有多种方法，例如Newton法、Levenberg-Marquardt法等，例如可参见Nocedal，Jorge &Wright，Stephen J.(1999).Numerical Optimization.Springer-Verlag.ISBN0-387-98793-2，该文献通过这里的引用全文合并到本申请文件中。因此上述利用所述共轭积更新均衡系数的步骤106及所述均衡系数更新器306可以基于上述多种方法实现。

另一种常用的优化方法是梯度下降法(图2中的步骤206。在这种情况下，图4中的均衡器的均衡系数更新器306就还包括梯度计算器406)，下面以此为例予以说明。系数梯度为：

${▿W}_t=\frac{\partial \left({|{r_t}^m-\gamma |}^2\right)}{{\partial W}_t}={\mathrm{me}}_t{\left({r_t}^{*}\right)}^{m-1}{y}_{t-1}{X}_t^{*}+{\mathrm{me}}_t^{*}{r_t}^{m-1}{y}_t{X}_{t-1}^{*}---\left(4\right)$

其中e_t＝r_t^m-γ

相应的系数更新公式为：

$W_{t+1}=W_t-\mu ·▿W_t---\left(5\right)$

μ为系数更新的步长，是一个大于零的实数，可以根据经验预先设置和调整。

第二实施方式

在实际的相干光通信系统中，发射激光器和本振激光器之间具有一定的频差Δω，它们各自有一定的线宽Δf。若发送信号为mPSK信号，当均衡器完全消除了ISI时，它的输出y_t是带有频差和相噪的mPSK信号，即：

$y_t=\exp \left[j(\frac{{2k}_t\pi }{m}+{\phi }_t+{\mathrm{\Delta \omega tT}}_s)\right],k_t=\mathrm{0,1},...m-1.$

其中，为相噪，ΔωtT_s为发射激光器和本振激光器的频差引起的附加相位。Ts为符号周期。

相应地，t-1时刻的输出为：

$y_{t-1}=\exp \left[j(\frac{{2k}_{t-1}\pi }{m}+{\phi }_{t-1}+{\mathrm{\Delta \omega }(t-1)T}_s)\right],k_{t-1}=\mathrm{0,1},...m-1.$

求均衡器在tT_s和(t-1)T_s时刻的输出值的共轭乘积，即r_t＝y_ty_t-1^＊(^＊表示共轭)，得到：

$r_t=\exp [j(\frac{{2k}_t\pi }{m}+{\phi }_t+{\mathrm{\Delta \omega tT}}_s)-j(\frac{{2k}_{t-1}\pi }{m}+{\phi }_{t-1}+\mathrm{\Delta \omega }(t-1)T_s)],$进一步得到：

$r_t=\exp \left[j(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}+{\mathrm{\Delta \phi }}_t+{\mathrm{\Delta \omega T}}_s)\right],$k＝k_t-k_t-1＝0，1，...m-1，

因为光通信系统的符号率一般为几GHz到几十GHz量级，也就是说T_s在10^-9量级，而激光器线宽Δf一般小于1MHz，所以上式中的相噪项Δφ_t可忽略，而发射和本振激光器的频差可能大到几GHz，这时上式中的频差项不能忽略，因此

$r_t\approx \exp \left[j(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}+\mathrm{\Delta \theta })\right],k=\mathrm{0,1},...m-1.---\left(1^{,}\right)$

其中Δθ＝Δω·T_s是发射激光器和本振激光器的频差在相邻符号间引起的相位差。可见，r_t与频差有关，与相噪无关，是一个带有相位偏移Δθ的mPSK信号。因此，考虑到消除频差，本实施方式提出的方法采用如下的代价函数：

c＝E{|r^m-e^jmΔθ|²}                                  (2’)

其中，r为输出y_t和y_t-1的共轭积，m为mPSK信号的星座点数目。同样，上式中的平方只是为了计算的方便，事实上取模就足够了。

也就是，本实施方式在第一实施方式的基础之上，还需要在更新均衡系数的步骤106和均衡系数更新器306中将由发射激光器和本振激光器之间的频差引入的所述当前输出和所述在前输出之间的相差考虑在内，如图5中的“exp(jΔθ)”项所示。该相差可以用多种方式得到。例如，可以基于发射激光器和本振激光器的性能先验地得知，或者由接收机中的频差估计器604(图6)估计，等等。频差估计可以使用多种方法，例如富士通株式会社2007年11月19日提交的题为“光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法”的中国专利申请No.200710166788.3就公开了一种频差估计方法。该申请的全部内容通过这里的引用全部结合到本申请文件中。

与第一实施方式类似，|r^m-e^jmΔθ|²的优化有多种方法，例如Newton法、Levenberg-Marquardt法等，下面仍以梯度下降法为例予以说明(当使用梯度下降法时，图5、图6中的均衡系数更新器可以包括梯度计算器，但图中未示出)。系数梯度为(在上述(2’)式中为简明起见省略了下标t，但是下面的计算仍然带有下标t)：

${▿W}_t=\frac{\partial \left({|{r_t}^m-e^{\mathrm{jm\Delta \theta }}|}^2\right)}{{\partial W}_t}{\mathrm{me}}_t{\left({r_t}^{*}\right)}^{m-1}{y}_{t-1}{X}_t^{*}+{\mathrm{me}}_t^{*}{r_t}^{m-1}{y}_t{X}_{t-1}^{*}---\left(4^{,}\right)$

其中e_t＝r_t^m-e^jmΔθ

相应的系数更新公式仍为(5)式。

从前述各公式可以观察到，当频差较小可以忽略时，exp(jΔθ)≈1，本实施方式就变为了第一实施方式(归一化的情况)。

从另一角度来看，由于就特定的系统而言频差是固定的，因此也可以将本实施方式中的由频差导致的相差项视为第一实施方式中的常数γ。

第三实施方式

在第一实施方式和第二实施方式中，提出了利用均衡器当前输出和在前输出的共轭积来进行均衡系数的更新，并基于此思路给出了适合于任何PSK信号，包括BPSK信号的多个使用不同代价函数的例子。

我们另外知道，BPSK信号是一种特殊的PSK信号，当均衡器消除了ISI时，从(1)式可以得到：

$r_t\approx \exp \left[j\left(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}\right)\right]=\exp \left[j(2\mathrm{k\pi }/2)\right]=\exp \left(\mathrm{jk\pi }\right),k=\mathrm{0,1}.$也就是说r_t≈±1。

也就是说，在与第一实施方式相对应的没有频差的理想情况下，均衡后r_t应当是实数。换句话说，其实部应当接近于信号的模，虚部应当接近于0。因此，还可以专门针对BPSK信号构建如下的代价函数供更新均衡系数的步骤106和均衡系数更新器306使用(归一化的情况)：

c＝E{||Re(r_t)|-1|+|Im(r_t)|}

其中，E{·}表示期望，r_t为所述共轭积，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。

如前所述，上式是在模被归一化的情况下的表达式。在不考虑归一化模的情况下，上式为：

c＝E{||Re(r)|-γ|+|Im(r)|}                              (6)

其中，γ是大于零的实常数，r为输出y_t和y_t-1的共轭积。

同样，类似于第一实施方式和第二实施方式，更新均衡系数的步骤106和均衡系数更新器306可以用多种方法更新系数。下面仍以梯度法为例(此时均衡系数更新器306包括梯度计算器406)。通过对(6)中的代价函数求梯度，得到均衡系数梯度(在上述(6)式中为简明起见省略了下标t，但是下面的计算仍然带有下标t)：

${▿W}_t=\mathrm{sgn}\left(\right|\mathrm{Re}\left(r_t\right)|-\gamma )·\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Re}\left(r_t\right)\right)·\frac{\partial \mathrm{Re}\left(r_t\right)}{\partial W_t}+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Im}\left(r_t\right)\right)·\frac{\partial \mathrm{Im}\left(r_t\right)}{\partial W_t}---\left(7\right)$

其中，

$\frac{\partial \mathrm{Re}\left(r_t\right)}{{\partial W}_t}=y_t{X}_{t-1}^{*}+y_{t-1}{X}_t^{*}$$\frac{\partial \mathrm{Im}\left(r_t\right)}{{\partial W}_t}={-j(y}_t{X}_{t-1}^{*}-y_{t-1}{X}_t^{*})$

相应的系数更新公式仍为(5)式。

第四实施方式

类似于第二实施方式的考虑，在实际的相干光通信系统中，发射激光器和本振激光器之间具有一定的频差Δω，它们各自有一定的线宽Δf。因此，对于BPSK信号，当均衡器完全消除了ISI时，从(1’)式可得到：

$r_t\approx \exp \left[j(\frac{2\mathrm{k\pi }}{m}+\mathrm{\Delta \theta })\right]=\exp \left[j(2\mathrm{k\pi }/2+\mathrm{\Delta \theta })\right]=\exp (\mathrm{jk\pi }+\mathrm{j\Delta \theta }),k=\mathrm{0,1}.$

也就是说r_t≈±exp(jΔθ)。

其中Δθ＝Δω·Ts是发射激光器和本振激光器的频差在相邻符号间引起的相位差。可见，r_t与频差有关。因此，考虑到消除频差，可以将r_t乘以exp(-jΔθ)，即可基于类似的原理构造与第三实施方式类似的代价函数。也就是说，本实施方式可以采用如下的代价函数：

c＝E{||Re(re^-jΔθ)|-γ|+|Im(re^-jΔθ)|}                      (6’)

其中，γ是大于零的实常数，r为输出Y_t和Y_t-1的共轭积，E{·}表示期望，r为所述共轭积，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。。

同样，类似于前述各实施方式，更新均衡系数的步骤106和均衡系数更新器306可以用多种方法更新系数。下面仍以梯度法为例(此时均衡系数更新器306包括梯度计算器406)。通过对(6’)中的代价函数求梯度，得到均衡系数梯度(在上述(6’)式中为简明起见省略了下标t，但是下面的计算仍然带有下标t)：

${▿W}_t=\mathrm{sgn}\left(\right|\mathrm{Re}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)|-\gamma )·\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Re}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)\right)·\frac{\partial \mathrm{Re}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)}{\partial W_t}+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Im}\left(r_t\right)\right)·\frac{\partial \mathrm{Im}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)}{\partial W_t}$

(7’)

其中，

$\frac{\partial \mathrm{Re}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)}{{\partial W}_t}=e^{-\mathrm{j\Delta \theta }}(y_t{X}_{t-1}^{*}+y_{t-1}{X}_t^{*})$

$\frac{\partial \mathrm{Im}\left(r_t{e}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}\right)}{{\partial W}_t}={-\mathrm{je}}^{-\mathrm{j\Delta \theta }}(y_t{X}_{t-1}^{*}-y_{t-1}{X}_t^{*})$

相应的系数更新公式仍为(5)式。

第五实施方式

为了进一步提高容量，相干光通信系统一般在发射端使用偏振复用，即在两个正交的偏振态上都传送信息，在接收端使用偏振分集的相干光接收机。在这种情况下，对于每一个偏振方向需要使用一个均衡器。而且，对于每一个偏振方向，其中某个符号不仅会被同一偏振方向中的其它符号干扰，而且会被另一偏振方向中的符号干扰。因此，对于每一个偏振方向的均衡输出(即冲激响应滤波器的输出)，都需要对两个偏振方向的输入进行滤波。鉴于此，在本实施方式中，在前述各实施方式的基础上，可以将每一个偏振方向的均衡器的冲激响应滤波器308配置为由第一滤波器和第二滤波器构成。显然，水平和垂直两个偏振方向是相对的和可互换的，因此在本实施方式中以水平偏振方向的均衡器和均衡方法为例。

如图7所示，在前述各实施方式中所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法中，以及在前述各实施方式所述的用于相移键控信号的均衡器中，为了适用于偏振分集相干光通信，所述有限冲激响应滤波器308可以包括消除第一偏振方向的其它符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第一滤波器，以及消除第二偏振方向的符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第二滤波器，其中，所述有限冲激响应滤波器的输出(也就是所述均衡器的输出)为所述第一滤波器的输出和所述第二滤波器的输出的和；所述均衡系数为所述第一滤波器的系数和所述第二滤波器的系数构成的向量。

具体来说，在图7所示的例子中，该均衡器为水平信号均衡器，接收的信号既包括水平输入信号x_h(第一偏振方向)又包括垂直输入信号x_v(第二偏振方向)，输出为水平方向信号y_h。其中第一滤波器为消除水平方向的其它符号对水平方向的当前符号的串扰的滤波器，其使用第一均衡系数W_hh；第二滤波器为消除垂直方向的符号对水平方向的当前符号的串扰的滤波器，其使用第二均衡系数W_vh。为叙述简便，在下文中直接用均衡系数来指代相应的滤波器，如W_hh滤波器、W_vh滤波器等。需要注意的是，在本实施方式以及第六实施方式的描述中，为了简明起见，在必要时省略了与符号的时刻t有关的下标。

设第一滤波器和第二滤波器均为L抽头FIR滤波器，则类似于第一实施方式中所述，W_hh和W_vh均为L维向量，均衡器308整体的均衡系数(均衡系数更新步骤106和均衡系数更新器306的更新对象)则为W_hh和W_vh的元素合并而成的2L维向量W_h。同时，W_hh滤波器和W_vh的输入也分别为L维向量X_h和X_v。均衡器308整体的输出y_h，也就是共轭积计算步骤102和共轭积计算器302的输入，则为两个滤波器W_hh和W_vh的输出之和，即y_h＝W_hh^TX_h+W_vh^TX_v(^T表示转置)。

这样，对于前述各实施方式中的诸公式，只需将相应变量进行替换即可，具体计算是本领域普通技术人员根据本申请文件的公开和一般的数学知识就能容易地做到的，在此不再赘述。

对于垂直方向的均衡器，情况是完全类似的，只需将图7以及有关公式中的下标h和v相互替换即可。

在图7中还以虚线示出了频差导致的相差exp(jΔθ)以及频差估计器604，其表示，如前述各实施方式所述，系统可以存在或者不存在频差导致的相差，在存在所述相差的情况下，可以使用接收机中的频差估计器604的频差估计结果，或者通过其它途径获取频差(从而相差)。

第六实施方式

本申请还提供包括至少一个前述各实施方式所述的均衡器的相干光接收机。

在偏振复用的情况下，可以在每一个偏振方向都使用前述各实施方式所述的均衡器，尤其是第五实施方式所述的均衡器。在使用第五实施方式的均衡器的情况下，接收机的总体架构如图8所示，即包括上下两个完全对称的如第五实施方式所述的均衡器。其中第一均衡器例如用于均衡水平偏振方向的信号，其包括水平方向FIR滤波器708、共轭积r_h计算器702以及均衡系数W_h更新器706。在必要时，该第一均衡器可以利用接收机中的第一频差估计器704的频差估计结果。第二均衡器例如用于均衡垂直偏振方向的信号，其包括垂直方向FIR滤波器808、共轭积r_v计算器802以及均衡系数W_v更新器806。在必要时，该第二均衡器可以利用接收机中的第二频差估计器804的频差估计结果。

上面对本发明的一些实施方式进行了详细的描述。如本领域的普通技术人员所能理解的，本发明的方法和装置的全部或者任何步骤或者部件，可以在任何计算设备(包括处理器、存储介质等)或者计算设备的网络中，以硬件、固件、软件或者它们的组合加以实现，这是本领域普通技术人员在了解本发明的内容的情况下运用他们的基本编程技能就能实现的，因此不需在此具体说明。

在本发明的设备和方法中，显然，各部件或各步骤是可以分解、组合和/或分解后重新组合的。这些分解和/或重新组合应视为本发明的等效方案。

还需要指出的是，执行上述系列处理的步骤可以自然地按照说明的顺序按时间顺序执行，但是并不需要一定按照时间顺序执行。某些步骤可以并行或彼此独立地执行。

另外，虽然上面是一个实施方式一个实施方式地进行描述，但应当理解各个实施方式并不是孤立的。本领域技术人员在阅读了本申请文件之后，显然能够理解，各实施方式所包含的各种技术特征在各种实施方式之间是可以任意组合的，只要它们之间没有冲突即可。当然，在同一实施方式中提及的所有技术特征相互之间也是可以任意组合的，只要它们相互之间没有冲突即可。

最后，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。此外，在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

虽然已经结合附图详细说明了本发明的实施方式及其优点，但是应当理解，上面所描述的实施方式只是用于说明本发明，而并不构成对本发明的限制。对于本领域的技术人员来说，可以对上述实施方式作出各种修改和变更而不背离本发明的实质和范围。因此，本发明的范围仅由所附的权利要求及其等效含义来限定，在不超出由所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下可以进行各种改变、替代和变换。

通过以上的描述不难看出，根据本发明的实施例，提供了如下的方案：

附记1.一种用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，包括：计算有限冲激响应滤波器当前输出和一个在前输出的共轭积；利用所述共轭积更新均衡系数；以及，利用更新后的均衡系数用所述有限冲激响应滤波器对输入信号滤波。

附记2.如附记1所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，其中，利用所述共轭积更新均衡系数的步骤包括：利用所述共轭积求得均衡系数的梯度；利用所述梯度更新均衡系数。

附记3.如附记1所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，其中，利用所述共轭积更新均衡系数的步骤包括：利用基于所述共轭积构造的代价函数更新均衡系数。

附记4.如附记3所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，其中，所述代价函数为：

c＝E{|r^m-γ|²}

其中，E{·}表示期望，m是相移键控信号的星座点数目，r为所述共轭积，γ为常数。

附记5.如附记3所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，适用于二相相移键控信号，其中，所述代价函数为：

c＝E{||Re(r)|-γ|+|Im(r)|}

其中，E{·}表示期望，r为所述共轭积，γ是大于零的实常数，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。

附记6.如附记3所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，其中，所述代价函数的构造还考虑由发射激光器和本振激光器之间的频差引入的所述当前输出和所述在前输出之间的相差。

附记7.如附记6所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，其中，所述代价函数为：

c＝E{|r^m-e^jmΔθ|²}

其中，E{·}表示期望，m是相移键控信号的星座点数目，r为所述共轭积，Δθ为所述相差。

附记8.如附记6所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，适用于二相相移键控信号，其中，所述代价函数为：

c＝E{||Re(re^-jΔθ)|-γ|+|Im(re^-jΔθ)|}

其中，E{·}表示期望，r为所述共轭积，Δθ为所述相差，γ是大于零的实常数，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。

附记9.如附记1所述的用于相移键控信号的自适应盲均衡方法，适用于偏振分集相干光通信，其中，所述有限冲激响应滤波器包括消除第一偏振方向的其它符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第一滤波器，以及消除第二偏振方向的符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第二滤波器，其中，所述有限冲激响应滤波器的输出为所述第一滤波器的输出和所述第二滤波器的输出的和；所述均衡系数为所述第一滤波器的系数和所述第二滤波器的系数构成的向量。

附记10.一种用于相移键控信号的均衡器，包括：共轭积计算器，计算均衡器当前输出和一个在前输出的共轭积；均衡系数更新器，利用所述共轭积更新均衡系数；以及有限冲激响应滤波器，利用更新后的均衡系数对输入信号滤波。

附记11.如附记10所述的用于相移键控信号的均衡器，其中，所述系数更新器包括利用所述共轭积求得均衡系数的梯度的梯度计算器，其中，利用所述梯度更新所述均衡系数。

附记12.如附记10所述的用于相移键控信号的均衡器，其中，所述系数更新器被配置为利用基于所述共轭积构造的代价函数更新所述均衡系数。

附记13.如附记12所述的用于相移键控信号的均衡器，其中，所述系数更新器被配置为利用下述代价函数更新所述均衡系数：

c＝E{|r^m-γ|²}

其中，E{·}表示期望，m是相移键控信号的星座点数目，r为所述共轭积，γ为常数。

附记14.如附记12所述的用于相移键控信号的均衡器，适用于二相相移键控信号，其中，所述系数更新器被配置为利用下述代价函数更新所述均衡系数：

c＝E{||Re(r)|-γ|+|Im(r)|}

其中，E{·}表示期望，r为所述共轭积，γ是大于零的实常数，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。

附记15.如附记12所述的用于相移键控信号的均衡器，其中，所述系数更新器被配置为利用基于所述共轭积以及由发射激光器和本振激光器之间的频差引入的所述当前输出和所述在前输出之间的相差构造的代价函数来更新所述均衡系数。

附记16.如附记15所述的用于相移键控信号的均衡器，其中，所述系数更新器被配置为利用下述代价函数更新所述均衡系数：

c＝E{|r^m-e^jmΔθ|²}

其中，E{·}表示期望，m是相移键控信号的星座点数目，r为所述共轭积，Δθ为所述相差。

附记17.如附记15所述的用于相移键控信号的均衡器，适用于二相相移键控信号，其中，所述系数更新器被配置为利用下述代价函数更新所述均衡系数：

c＝E{||Re(re^-jΔθ)|-γ|+|Im(re^-jΔθ)|}

其中，E{·}表示期望，r为所述共轭积，Δθ为所述相差，γ是大于零的实常数，Re(·)和Im(·)分别表示求实部和求虚部运算。

附记18.如附记10所述的用于相移键控信号的均衡器，适用于偏振分集相干光通信，其中，所述有限冲激响应滤波器包括：消除第一偏振方向的其它符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第一滤波器，以及消除第二偏振方向的符号对第一偏振方向的当前符号的串扰的第二滤波器，其中，所述均衡器的输出为所述第一滤波器的输出和所述第二滤波器的输出的和；所述均衡系数为所述第一滤波器的系数和所述第二滤波器的系数构成的向量。

附记19.一种相干光接收机，包括至少一个如附记10到18之一所述的均衡器。