用于抑制听力设备中的声学反馈的方法及对应的听力设备

摘要

听力设备(HD)结合了一种用于自适应消除声学反馈(AF)的方法。该方法包括产生估计反馈信号(EF)，和在将传声器信号输入提供主要力设备功能的信号处理器(SP)之前从其中减去估计的反馈信号(EF)。估计的反馈信号(EF)在受最小均方算法控制的自适应滤波器(FE1)中产生，该算法根据误差信号(E)和参考信号(R)运行。当反馈路径改变，同时接收到具有低HF内容的信号，该算法可能产生错误。在这种情况下，听力设备(HD)不能够快速地调整自适应滤波器(FE1)的HF特性以适合改变的条件。根据传声器信号(MS)中高频和低频信号内容的估计的相对数量，通过修改用于误差信号(E)和参考信号(R)的滤波器函数(H)来解决该问题。

说明书

技术领域

本发明涉及用于抑制听力设备中的声学反馈的方法和适合于执行这样的方法的听力设备。更详细地，本发明涉及用于消除电子听力设备例如助听器或者听音设备中的声学反馈信号的方法，该设备从一个人的周围环境接收声学信号、电子地修正该声学信号并将修正后的声学信号发送到该人的耳朵或者耳道中，以及涉及适合于执行这样的方法的听力设备。

本发明可以用于例如用于补偿听力受损者的听力损失的助听器，或者用于增强听力正常者的听力的听音设备这样的应用中。

背景技术

授予Nielsen等人的欧洲专利EP 1203510公开了一种消除声学系统例如助听器中的反馈的方法。声学信号由传声器接收，在放大器中放大和滤波，随后由扬声器发送。扬声器输出的一部分通过声学反馈路径，例如通过助听器的气孔，不受欢迎地返回传声器。因此传声器将反馈信号与从周围环境接收的信号一起输出。传声器、放大器、扬声器和反馈路径一起形成反馈回路。根据反馈回路中的增益和相位偏移，可能产生可听见的人工噪声，例如啸叫声。为了抑制对例如助听器的用户来说可能非常苦恼的这种人工噪声，对扬声器的输入也送入自适应滤波器，其模拟由扬声器、反馈路径和传声器所形成的反馈回路的部分。因此自适应滤波器的输出是反馈信号的估计信号，为了消除反馈，在将传声器的输出送入放大器之前从中减去估计的反馈信号。因此，理想地，只有从周围环境接收的信号到达放大器。自适应滤波器的转换功能由一组滤波器系数控制，利用本领域已知的最小均方(LMS)算法来周期性地更新该系数。LMS算法接收扬声器输入的延迟版本作为参考信号，和放大器输入作为误差信号，并试图确定滤波器系数，这样估计的反馈信号与实际的反馈信号相似。延迟理论上对应于反馈回路的模拟部分的延迟。公开的发明解决了当传声器从周围环境接收具有长自相关函数的信号例如低频(LF)音时，模拟的反馈回路的稳定性下降的问题。公开的发明通过只将参考和误差信号的高频(HF)范围输入算法来达到其目标。HF范围优选地包括这些频率范围，在其中预计会产生反馈导致的人工噪声。为了避免在其余LF范围中滤波特性的恶化，参考信号的LF范围由LF噪声信号替代，误差信号的LF范围恒定设为零。

发明内容

对上述方法的彻底分析以及对结合了该方法的听力设备的测量表明自适应滤波器在特定场合可能运行出错，例如在接收演讲信号期间，这通常期望以最好质量处理。错误运行的原因是当信号幅度下降时自适应速度下降。如果反馈路径变化了，同时接收到具有低HF内容的信号，例如演讲，那么听力设备将不能够快速地使自适应滤波器的HF特性适应变化的情况。因此自适应滤波器可能在接收到具有高HF内容的后续信号时具有错误的HF增益。这可能导致啸叫声，或者对后续信号的HF部分的不需要的抑制。

本发明的一个目标是提供一种克服上述问题的方法。本发明的进一步目标是提供一种适合于克服上述问题的听力设备。

本发明的目标通过独立权利要求中所述和如下所述的发明实现。本发明的进一步的目标通过从属权利要求和本发明的详细说明限定的实施例实现。

可以理解，当下面在“具体实施方式”的详细说明和权利要求中描述的系统结构特征适当地替换为对应的方法时，结构特征可以与在此公开的任何方法相结合。这种方法的实施例具有与对应的系统相同的优点。

如在此所使用的，单数形式“一个”、“一个”和“那个”也试图包括复数形式(即，具有含义“最少一个”)，除非特别地说明。还将理解术语“具有”、“包括”、“包含”、“有”、“包括”和/或“包含”，当用于本说明中时，表示所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但不排除另外一个或者多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组合的存在。如在此所使用的，术语“和/或”包括一个或者多个相关所示项的任意或者所有组合。在此公开的任何方法的步骤不必以公开的准确顺序来执行，除非特别地说明。

附图说明

下面将结合优选实施例和参考附图来详细说明本发明，其中：

图1是根据本发明显示了听力设备的第一实施例，以及

图2显是说明图1的听力设备的功能的示例频率特性。

为了清楚附图是示意性的和简化的，他们只是显示了理解本发明所必需的细节，而省去了其他细节。全文中，相同参考标号和名称用于相同或对应部分。

从下面的详细说明中将清楚本发明的应用的进一步范围。然而，应当理解在说明本发明的优选实施例时，仅仅是通过示意性方式给出详细说明和具体实例，因为根据详细说明在本发明范围之内的各种变化和修改对本领域技术人员将是显而易见的。

具体实施方式

图1表示根据本发明的听力设备HD的第一实施例。听力设备HD包括传声器单元MU，处理电路PC和扬声器单元SU。传声器单元MU包括传声器M和模数转换器AD。传声器M设置为从环境接收包括周围环境声音AS的声学输入信号AI以及声学输出信号AO的声学反馈AF，适于将声学输入信号AI转换为模拟形式的电输入信号EI。模数转换器AD连接用于接收电输入信号EI，并用于数字化电输入信号EI以及最终提供数字形式的传声器信号MS。处理电路PC连接用于接收传声器信号MS，并用于提供处理过的信号PS。扬声器单元SU包括数模转换器DA和扬声器S。数模转换器DA连接用于接收数字形式的处理过的信号PS，并适于将其转换为模拟形式的电输出信号EO。扬声器S连接用于接收电输出信号EO，并适于将其转换为声学输出信号AO，以及设置为将声学输出信号AO传播到用户的耳道中。

处理电路PC包括三个加法器A1、A2、A3，信号处理器SP、延迟单元D、两个估计滤波器FE1、FE2，两个高通滤波器HP1、HP2，施罗德噪声发生器SN，低通滤波器LP，信号分析器SA和控制单元CU。第一加法器A1连接用于接收第一输入上的传声器信号MS以及第二输入上的估计的反馈信号EF，并用于从传声器信号MS中减去估计的反馈信号EF以及提供最终当未处理信号US。信号处理器SP连接用于接收未处理信号US以及频谱信息信号SI，并适于提供处理过的信号PS。延迟单元D连接用于接收处理过的信号PS，适于延迟处理过的信号PS以及提供结果作为延迟信号DS。第一估计滤波器FE1连接用于接收延迟的信号DS以及第一控制信号C1，并适于提供估计的反馈信号EF。

第二估计滤波器FE2连接用于接收噪声参考信号NR以及第二控制信号C2，并适于提供噪声误差信号NE。第一高通滤波器HP1连接用于接收未处理信号US以及第三控制信号C3，并适于提供主误差信号ES。第二加法器A2连接用于接收第一输入上的主误差信号ES以及第二输入上的噪声误差信号NE，并适于从主误差信号ES中减去噪声误差信号NE并提供结果作为组合误差信号E。第二高通滤波器HP2连接用于接收延迟信号DS以及第四控制信号C4，并适于提供主参考信号RS。第三加法器A3连接用于接收第一输入上的主参考信号RS以及第二输入上的噪声参考信号NR，适于将主参考信号RS加到噪声参考信号NR以及提供结果作为组合参考信号R。施罗德噪声发生器SN连接用于延迟信号DS，并用于提供噪声信号N。低通滤波器LP连接用于接收噪声信号N，并适于提供噪声参考信号NR。

信号分析器SA连接用于接收传声器信号MS，并适于提供频谱信息信号SI。控制单元CU连接用于接收组合参考信号R、组合误差信号E以及频谱信息信号SI，并用于提供四个控制信号C1、C2、C3、C4。

图2中的示意图显示了图1中所示的听力设备HD的示例性频率特性。在图中频率f是向右增加的，幅度或者增益A是向上增加的。曲线FS是传声器信号MS的频谱的示例。虚线曲线P显示了频谱FS中的窄峰值。频率轴包括两个指示的频率范围，在低限制频率FL和增强频率FB之间的低频LF范围RL和在增强频率FB之上的高频HF范围RH。截止频率FC将频率轴划分为LF和HF通带。曲线L是低通滤波器LP的示意性传递函数，其具有与LF通带相同的频带。曲线H是高通滤波器HP1、HP2的示意性传递函数，其具有与HF通带相同的频带。高通滤波器HP1、HP2的传递函数H显示为在高频范围RH具有三个不同增强H1、H2、H3。

下面，参考图1和2说明听力设备HD的第一实施例的功能，信号处理器SP实现放大、衰减、频率滤波、幅度压缩、幅度扩展、噪声抑制和/或其他对未处理信号US的改变，以提供处理信号PS，这使得听力设备HD能够补偿听力受损者的听力损失和/或增强正常听力者的听力。这些改变和其结合在关于助听器和听音设备的领域中是已知的，可以任意实施。

传声器单元MU、信号处理器SP和扬声器单元SU一起形成主信号路径，其通常被校准和调整以提供在声学输入信号AI和声学输出信号AO之间的依赖于特定频率和/或等级的增益。这个增益随时间而变化，取决于例如用户设置和/或接收的周围环境声音AS的特性。声学输出信号AO的一部分不受欢迎地作为声学反馈AF通过声学反馈路径，例如通过听力设备HD的气孔返回到传声器M。主信号路径和声学反馈路径一起形成反馈回路。传声器M因此接收声学反馈AF和周围环境声音AS，根据反馈回路中的增益和相位偏移，可能产生可听见的人工噪声。除了信号处理器SP，处理电路PC的目标就是自适应地抑制这种人工噪声，通过估计反馈和将传声器信号MS输入信号处理器SP之前从中减去估计的反馈。因此，理论上，只有AS到达信号处理器SP。

延迟单元D和第一估计滤波器FE1形成消除路径，其模拟由扬声器单元SU、反馈路径和传声器单元MU形成的部分反馈回路。消除路径D、FE1中的整体时间延迟设计为对应于反馈回路的模拟部分的延迟。这个延迟通常是常量和已知的。第一估计滤波器FE1的传递函数，即频率特性自适应地调整以反映处理信号PS在其经过反馈回路的模拟部分中的相位和幅度变化。这将在下面详细说明。消除路径D、FE1接收处理信号PS，消除路径D、FE1的输出，即估计的反馈信号EF，因此是发生于传声器信号MS中的反馈的估计。第一加法器A1从传声器信号MS中减去估计的反馈信号EF。因此，理论上，反馈在合成的未处理信号US中被消除，该信号被输入信号处理器SP。

处理电路PC的其余单元A2、A3、FE2、HP1、HP2、SN、LP、SA、CU用于自适应地调节第一估计滤波器FE1的传递函数的目的，以尽量接近地匹配反馈回路的模拟部分。信号分析器SA进一步具有下面进一步说明的目的。第一估计滤波器FE1实现为有限冲击响应(FIR)滤波器，传递函数由控制单元CU提供的第一控制信号C1中包含的一组滤波器系数来控制。控制单元CU根据从未处理信号US得到的误差信号E和从处理信号PS得到的参考信号R持续地计算和更新滤波器系数。参考信号R是基于延迟信号DS，其被延迟与反馈回路的模拟部分中产生的延迟实际上相同的延迟时间。误差信号E中所包括的反馈因此可以通过计算误差信号E和参考信号R之间的直接相关而得到，即信号E、R之间的相关不具有时间偏移。控制单元CU根据LMS算法计算新的滤波器系数，该算法运算用于最小化误差信号E和参考信号R之间的直接相关。这个算法是本领域中已知的。

在已知的听音设备中，由于反馈回路的典型特征，反馈主要发生于高频。原则上，因此将误差和参考信号E、R的高频输给控制单元CU已经足够。由此，未处理信号US和延迟信号DS在具有相同传递函数H的相同的第一和第二高通滤波器HP1、HP2中被高通滤波。高通滤波器HP1、HP2的频带优选地包括预期会发生反馈导致的人工噪声的那些频带。至少对于低频，这减少了周围环境声音AS中包括的具有长自相关函数的信号例如单音的问题，这些信号被错误地作为反馈导致的人工噪声处理，因此可能导致估计滤波器FE1的传递函数的错误调整。高频和低频的区别在这个方面取决于听力设备HD的声学增益，即声学输入信号AI和声学输出信号AO之间的增益，因为反馈导致的人工噪声所发生的频率范围的下限随着增益增加而向下偏移。

然而，缺乏对控制单元CU的LF输入时，第一估计滤波器FE1的传递函数可能不受控制地“失控”，因此提供LF反馈的错误估计。为了避免这个问题，对控制单元CU的LF输入由LF控制路径来提供，该路径包括施罗德噪声发生器SN、低通滤波器LP和第二估计滤波器FE2。施罗德噪声发生器SN通过使延迟信号DS的随即取样反相而产生噪声信号N，因此保证噪声信号N的频谱类似于延迟信号DS的频谱。低通滤波器LP的传递函数L具有截止频率FC，其等于或者接近于高通滤波器HP1、HP2的截止频率。组合参考信号R的频谱因此类似于处理信号PS的频谱。噪声参考信号NR在第二估计滤波器FE2中被滤波。第二估计滤波器FE2以与第一估计滤波器FE1相同的方式实现，对两个估计滤波器FE1、FE2的控制信号C1、C2也是相同的。两个估计滤波器FE1、FE2的传递函数因此也是相同的。需要的是，控制传递函数以使第二估计滤波器FE2的输出即噪声误差信号NE等于零，在这种情况下第一估计滤波器FE1的LF输出也等于零。因为组合误差信号E包括噪声误差信号NE，控制单元CU固有地在期望的方向调整滤波器系数。

LMS算法的一个本质特性是其随着信号级别增加提供快速的调整。该效果也应用于单个信号频率。当接收到具有低HF内容的信号时，例如演讲的信号时，为了在HF范围内快速调整RF允许估计滤波器FE1、FE2，听力设备HD适合于动态地修改高通滤波器HP1、HP2的传递函数，以提供增强频率FB之上的信号频率的可变的增强H1、H2、H3。因此可变增强H1、H2、H3提供接收信号中的HF衰减的补偿。高通滤波器HP1、HP2实现为相同的有限冲击响应(FIR)滤波器。第三和第四控制信号C3、C4是相同的，每一个通过选择性地激活一组预定数量的滤波器系数设置来控制各自的高通滤波器HP1、HP2的传递函数H。信号分析器SA重复地计算传声器信号MS的频谱FS，并在频谱信息信号SI中提供频谱FS。控制单元CU使用接收的频谱FS来重复计算HF范围RH中的信号功率和LF范围RL中的信号功率之间的功率比。从而计算得到的功率比反映在传声器信号MS中高和低频信号内容的相对数量。控制单元CU将计算得到的功率比与一组门限值进行比较，根据比较结果投票选择滤波器系数组中的一组，由此确定第一和第二高通滤波器HP1、HP2的传递函数H的期望值。控制单元CU为预定数量的连续频谱FS加入投票，然后通过第三和第四控制信号C3、C4选择投票数最多的滤波器系数组。这样做出选择使得功率比越低，即HF信号内容的相对数量越低，增强H1、H2、H3越高，反之亦然。换句话说，当HF信号内容的相对数量减少时，第一和第二高通滤波器HP1、HP2的HF增益增加。这就允许当听力设备HD接收具有低HF内容的信号时，控制单元CU更快速地调整第一和第二估计滤波器FE1、FE2的传递函数。因此传递函数在根据反馈回路的模拟部分中比现有技术听力设备中的更好，从而更好地处理HF信号内容的突然增加，即很少有可能出现这样的增加导致人工噪声或者增加的信号的一部分由自适应反馈消除不必要的抑制。在周围环境声音AS中具有低HF信号内容期间，通过使反馈导致的人工噪声较少，通过通常允许声学输入信号AI和声学输出信号AO之间的较高的HF增益，以及通过允许被称为抑制功能的较低HF增益，这个效果可以用于向听力设备用户提供更好的体验。

控制单元CU扫描窄峰值P的频谱FS，其可以指示反馈导致的人工噪声的存在，尤其是在纯音的形式中。反馈导致的人工噪声只发生于两个估计滤波器FE1、FE2的传递函数与反馈回路的模拟部分的传递函数不匹配时，例如是在反馈回路发生改变之后的瞬间情况。因此窄峰值P在频谱FS中的存在指示了两个估计滤波器FE1、FE2的传递函数需要快速调整。如果检测到这样的窄峰值P，控制单元CU就分析峰值P来判断他们的成因。如果判断的结果显示成因很可能是反馈，控制单元CU就修改LMS算法来提供传递函数的更快速的调整，至少在包括检测到的峰值P的相对窄的频率范围之内。随后，第一和第二估计滤波器FE1、FE2更快速地调节反馈回路的模拟部分，反馈就快速地消除了。

当CU通过第三和第四控制信号C3、C4修改滤波器系数组时，其马上随后将第一和第二估计滤波器FE1、FE2的自适应无效足够长的时间用于高通滤波器HP1、HP2和LMS算法的调整。这保证了修改高通滤波器HP1、HP2的滤波器特性H不会导致未处理信号US中的人工噪声信号。因为，虽然可变增强H1、H2、H3应用于误差信号E和参考信号R，但没有应用于主信号路径中的任何信号，信号处理器SP中的处理只是间接地由增强起作用。因此，当改变高通滤波器HP1、HP2的滤波器特性H时，无须对信号处理进行改变。

信号处理器SP接收频谱信息信号SI中的计算得到的频谱FS，并据此调整其处理。例如，频谱FS可以用于检测特定声学环境，例如“在汽车中”、“在噪声中的演讲”等，如果听力设备HD作为助听器使用时这些环境可能需要特殊处理。这种调整在本领域中是已知的，可以利用其中任意一种。并行利用计算得到的频谱FS，即在控制单元CU中个在信号处理器SP中，节约了听力设备HD中的资源，例如功率、空间和/或成本。

优选地在1kHz到3kHz范围之间选择截止频率FC，例如约1.5kHz，从而优选HF频带包括反馈导致的人工噪声最容易发生的频率范围。因此，在具有较高声学增益的听力设备中，优选地可以尽量低地选择截止频率FC，例如约600Hz或者甚至约300Hz。优选地在1kHz到3kHz范围之间选择增强频率FB，例如约2kHz，优选地增强频率FB高于截止频率FC。优选地，选择增强频率FB以使通过应用增强级别H1、H2、H3能够补偿一般接收到的信号中的HF衰减。优选地在1kHz到3kHz范围之间选择下限频率FL，例如约1kHz，优选地实质上低于增强频率FB。优选地选择高通滤波器HP1、HP2的传递函数H中单个增强级别H1、H2、H3之间的差值，以使得最大增前H3与最小增强H1之间的差值在20dB到40dB之间，优选地约为30dB。可以优选地选择增强级别H1、H2、H3的数量以提供例如6dB或10dB级别阶梯。优选地根据检测到特殊声学环境来选择增强频率FB和增强级别H1、H2、H3，因为在接收到的信号中的HF衰减的程度和频率依赖性在不同类型的声学环境中通常各不相同。检测声学环境的多种方法是本领域已知的，可以应用其中任意一种。

处理电路PC优选地选采用运行在离散时域中的数字电路，但是其任意或者所有部分可选地也可以采用运行于连续时域中的模拟电路。虽然显示和说明为不同的部件，但是处理电路PC的功能模块可以实现为硬件、固件和软件的任意适当组合和/或硬件单元的任意合适组合。而且，单个硬件单元可以并行或者交替顺序和/或他们的任意合适组合的方式来完成多个功能模块的操作。模数转换器AD和数模转换器DA可以包括在处理电路PC中，第一加法器A1可以位于传声器M和模数转换器AD之间的信号路径中。

可以对公开的方法和设备进行对本领域技术人员而言显而易见的其他改变，而不会脱离本发明的精神和范围。在下面，以非限制的方式提到这些改变。结合传声器信号MS与估计的反馈信号EF可以以得到与第一加法器A1完成的减法相同的结果的任何方式完成。例如，估计的反馈信号EF可以由第一估计滤波器FE1提供为反相信号，将其简单地加到传声器信号MS上。消除路径和LF控制路径中的时间延迟可以由独立的延迟单元D、第一和第二估计滤波器FE1、FE2或者他们的组合来提供，在第二种情况下延迟单元D可以省略。噪声误差信号NE的符号可以反相，不需后续作用，因为LMS算法作用于误差信号E的幅度。高和低频信号内容的相对数量的估计可以基于主误差信号ES或者从传声器信号MS和/或未处理信号US得到的任何其他信号。高频和低频信号内容的相对数量的估计可以在有限的频率范围RL、RH之内进行，估计以及增强H1、H2、H3的变化可以在多个单独频率范围同时进行。因此，高通滤波器HP1、HP2的传递函数可以修改以补偿全范围频谱偏移和/或补偿在较小范围上的频谱的变化。用于在功率比计算中相互区别高频和低频范围RL、RH的频率可以从增强频率FB得到，在增强频率FB之上应用可变增强H1、H2、H3。参考和误差信号R、E可以分别地直接或间接地从处理信号PS和未处理信号US而得到。LMS算法可以是正规化的或非正规化的，其还可以被替换或者与其他优化算法结合，其都可以控制估计滤波器系数得到本质上相同的结果。本发明可以实现为没有LF控制路径的功能和/或功能模块。噪声信号N可以由任何其他合适类型的噪声发生器来提供，例如白噪声发生器，其输出可以用延迟信号DS的包络来调制。

可以理解说明为“连接”或“耦合”到另一个单元的单元可以直接连接或耦合到其他单元，或者也可以存在中间单元，除非特别说明。而且，信号可以直接从提到的信号源接收，或者间接地通过中间无源或者有源电路接收，例如缓冲器、变换器、逻辑门、晶体管等，都不脱离本发明的精神和范围。

本发明由独立权利要求的特征来限定。优选实施例在从属权利要求中限定。权利要求中的任何参考信号都对他们的范围无限制作用。

前面说明了一些优选实施例，但是要强调本发明并不局限于此，而是可以以权利要求中所限定的主题中的其他方式实现。例如，所述实施例的特征可以任意组合。