数字RF发射机的输出级,数字RF发射机中提供RF输出信号的方法和数字RF发射机

摘要

提供了一种数字RF发射机的输出级(1)，包括：输入，适于接收要发送的输入信号(RFin，b7-b0)；数目为N的多个功率放大部分(S1，S2，S3，S4)；以及输出(A，B)，提供输出电压信号。N个功率放大部分(S1，S2，S3，S4)的每一个接收输入信号(RFin，b7-b0)，并且包括适于提供相应的输出信号的变换器(T1，T2，T3，T4)。每个变换器包括主级和次级；N个功率放大部分(S1，S2，S3，S4)的变换器(T1，T2，T3，T4)的次级被组合，以提供输出级的组合输出电压信号。配置N个功率放大部分(S1，S2，S3，S4)，以便通过包括不同相位的时钟信号(clock1，clock2，clock3，clock4)对输入信号(RFin，b7-b0)进行闩锁。

说明书

技术领域

本发明涉及数字RF发射机的输出级、数字RF发射机中提供RF输出信号的方法和数字RF发射机。更一般地，本发明涉及无线数据转换领域。更具体地，本发明涉及数字RF发射机领域，数字RF发射机例如可以用于无线通信系统中发送数据。

背景技术

近年来，更高数据速率的无线通信的需求不断增长。这种需求带来了非恒定包络调制的广泛应用，非恒定包络调制为数据传输提供更高的谱效率。采用非恒定包络调制的常规系统需要使用线性功率放大器(PA)。然而，相比于非线性功率放大器，线性功率放大器的功率效率仍然较低。因此，在移动应用中，这缩短了电池寿命。为了提高放大器效率并且降低成本，同时达到要求的线性水平，已开发了多种线性化技术。这些技术包括例如笛卡儿环架构、预失真和前馈技术。然而，由于使用线性功率放大器，这些技术的效率仍然有限。

鉴于上述情况，为提高功率效率的更有挑战性的方法是使用极性环技术或LINC(通过非线性部件的线性放大)，其中采用非线性功率放大器，从而可以达到更高功率效率。然而，对于这种技术，也会发生下述问题。

例如，极性发射机包括独立地处理相位信号和幅度信号的两条路径。此外，为处理幅度信号，可以发现两种类型的幅度调制(AM)，即，i)电源调制和ii)直接包络调制。下面，描述关于这两种不同类型的幅度调制而发生的问题。

i)具有电源调制的极性环可以形成例如如图1所示。在相位路径中，由相位信号调制的VCO(压控振荡器)馈送非线性功率放大器(非线性PA)的输入。在幅度路径中，同时地，使用DC-DC转换器，由幅度信号来调制非线性功率放大器的电源。在这种布置中，相位和幅度信息是独立地处理的，但是数字地同步的。因此，能够发送两个信号，而不会牺牲性能参数。然而，实际中，幅度路径中的DC-DC转换器的带宽是有限的。此外，在幅度调制路径中，发生谱再生长(spectrum re-growth)，这导致了比所需的RF输出信号的带宽大得多的带宽。由于这些原因，这种使用DC-DC转换器的布置只适合带宽非常窄的数据发送标准，例如GSM和EDGE标准。处理该问题的可能方法是使用线性调节器来代替DC-DC转换器，或者使用DC-DC转换器和线性调节器的组合。但是，这会导致功率效率降低。

ii)另一方面，具有直接包络调制的极性发射机可以例如形成如图2所示。这种极性发射机已被公开在van Zeij1和Colados的“AMulti-Standard Digital Envelope Modulator for Polar Transmitters in 90nm CMOS”，RFIC Symposium，2007(参考文献[1])中。图2的极性发射机包括二元加权晶体管阵列，该阵列具有下行晶体管和上行共发共基晶体管。各个晶体管的二元加权由数字(1，2，4，8，...)指示。在本示例中，下行晶体管中晶体管的栅极由相位调制信号RF输入来驱动。各个晶体管的栅极的偏置确定了流经各个单元的电流。上行中的共发共基晶体管由信号b0到b7控制。依据信号b0到b7，共发共基晶体管对来自下行晶体管的相位调制电流进行进行导通/截止。结果，在RF输出处将包络信息和相位信息组合。可以找到采用不同单元元件配置的类似方法。这种直接数字包络调制的极性发射机克服了以上针对电源调制技术所述的带宽限制。因此，这种极性发射机适合软件定义的无线电(SDR)。然而，在真正实施中，出现的问题是二元加权阵列无法保证单调的输出电流。这是由于不可避免的所采用的晶体管的失配。

为了克服该问题，针对直接数字包络调制的极性发射机，已提出了采用温度计解码的单元矩阵，其中，每个单元元件具有相同配置，并且通过对二元数据解码，来导通和截止每个单元元件。这也在vanZeij1和Colados的上述参考文献[1]公开了。

在这种情况下，应该注意，数字包络调制极性RF放大器本质上是数字到RF功率转换器。这种离散时间到连续时间转换引入了采样时钟及其更高阶谐波的偏移处的谱图像。这可能违反关于带外发射的谱掩蔽和约束。存在两个原理，能够用来抑制这些不希望的毛刺噪声；一方面，可以提高采样频率，并对输入进行插值，另一方面，可以对放大器的输出进行滤波。然而，对输出进行滤波需要额外的LC组和频率调谐。因此，这对于片上集成是不利的，因为造成较大芯片面积和复杂电路。

由于上述原因，结合了过采样的N重线性插值更加优选。在参考文献[1]中，通过将输出级分裂成由4个正交相位采样时钟顺序地开关的4个并行单元阵列，为温度计解码的包络调制极性放大器建立了4重线性插值。

此外，针对RF发射机，最近提出了直接数字RF调制器方法。根据该方法，将数字-模拟转换器(DAC)和上变频混频器组合成共同单元。这种方法的可能实施方式公开在Jerng和Sodini的“A Wideband Digtial-RF Modulator for High Data Rate Transmitters”，IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol.42，No.8，August 2007(参考文献[2])中。但是，在该方法中，与在直接包络调制器中一样，出现了关于图像谱的类似问题。因此，根据该方法，需要输入插值或RF滤波来降低毛刺噪声电平。同样，由于上述特征，优选输入插值。

综上，为抑制数字包络调制极性RF放大器或直接数字RF调制器中引入的谱图像，偏向于过采样和输入插值。但是，在针对输入插值的已知构思中，由于单元元件的尺寸由该单元内部的本地解码逻辑来支配，所以采用输入插值会使输出级的尺寸几乎变为四倍。具体而言，由于UMTS或其他标准中需要更多比特，所以在将输出匹配网络集成在芯片中时，输出级的总尺寸可能超过电感器尺寸。因此，限制了工作频率。

发明内容

本发明的目的是提供一种数字RF发射机的输出级、一种数字RF发射机中提供RF输出信号的方法和一种数字RF发射机，采用本发明，可以实现输入插值并减小输出级部分的尺寸，并且可以提高最大工作频率。此外，能够提高整体功率效率。

该目的由根据权利要求1的一种数字RF发射机的输出级实现。该输出级包括：输入，适于接收要发送的输入信号；数目为N的多个功率放大部分；以及输出，提供输出电压信号。N个功率放大部分的每一个接收输入信号，并且包括适于提供相应的输出信号的变换器，每个变换器包括主级和次级。将N个功率放大部分的变换器的次级组合，以提供输出级的组合输出电压信号。配置N个功率放大部分，以便通过包括不同相位的时钟信号对输入信号进行闩锁。这里，术语输入信号涵盖了一元和二元RF包络数据。由于每个功率放大部分均包括提供相应输出电压信号的变换器，而不是常规方法中采用的对输出电流求和，所以可以将输出电压堆叠起来。在每个功率放大部分中，单元阵列的尺寸可以比变换器尺寸小得多。由此，提高了最大工作频率。由于在N个功率放大部分中，通过包括不同相位的时钟信号对输入信号进行闩锁，所以输出电压摆动均匀地分布在N个部分中，得到每个部分中更低的电压摆动。因此，可以使用薄的氧化物晶体管，以高输出功率实现高功率效率，以消除对外部功率放大器的需要。

优选地，布置N个功率放大部分，以便提供对输入信号的插值。因此，可以方便地抑制引入的谱图像。

优选地，N个功率放大部分的变换器的次级串联。在这种情况下，实现基于变换器的功率梳选(power combing)，从而由输出级实现具有附加功率插值的功率梳选。

根据一方面，向N个功率放大部分中至少一个部分提供开关结构，该开关结构能够将该部分的相应输出信号导通和截止。由此，由于可以通过开启/关闭每个部分来将放大器控制为在较大功率范围上以峰值效率进行操作，所以可以提高输出级的功率效率。

如果配置输出级，以便依据输出功率电平对N个功率放大部分中至少一个的输出信号进行导通和截止，则输出级在宽功率范围上提供峰值效率，无需其他措施。

本发明目的还由根据权利要求6的一种数字RF发射机中提供RF输出信号的方法来实现。该方法包括如下步骤：在输出级的数目为N的多个功率放大部分处施加输入信号；在N个功率放大部分中，通过包括不同相位的时钟信号对输入信号进行闩锁；将N个功率放大部分的各个RF输出信号施加至相应的变换器；将N个功率放大部分的变换器的次级组合，以提供输出级的组合输出电压信号。由于每个功率放大部分的RF输出信号均被提供给变换器，而不是常规方法中采用的对输出电流求和，所以可以将输出电压堆叠起来。在每个功率放大部分中，单元阵列的尺寸可以比变换器尺寸小得多。由此，提高了最大工作频率。由于在N个功率放大部分中，通过包括不同相位的时钟信号对输入信号进行闩锁，所以输出电压摆动均匀地分布在N个部分中，得到每个部分中更低的电压摆动。因此，可以使用薄的氧化物晶体管，以高输出功率实现高功率效率，以消除对外部功率放大器的需要。

如果变换器的次级串联，则可以方便地实现具有附加功率插值的功率梳选。

优选地，依据输出功率电平对N个功率放大部分中至少一个进行打开和关闭。在这种情况下，由于放大器在较大功率范围上以峰值效率进行操作，所以提高了平均功率效率。

本发明目的还由根据权利要求9的一种数字RF发射机来实现。

本发明的其他特征和优点从参照附图的具体描述中显而易见。

附图说明

以下通过非限制性示例，参照附图，更加详细地描述本发明的实施例。

图1示意性示出了具有电源调制的现有技术极性发射机。

图2示意性示出了参考文献[1]中公开的二元加权包络调制放大器。

图3示意性示出了根据实施例的数字RF发射机的输出级。

图4示意性示出了实施例中使用的温度计编码包络调制极性放大器的框图。

图5示意性示出了图4所示极性放大器的一个单元元件。

具体实施方式

参照图3-5描述本发明的实施例。根据该实施例，输出级1包括4个功率放大部分S1，S2，S3和S4(即，本实施例中N＝4)。应该注意，本发明不限于N＝4，其他数目也是可以的。然而，优选N＞2，并且N＞3更加优选。功率放大部分S1，S2，S3和S4中每一个均由温度计编码包络调制极性放大器形成。下文中，针对功率放大部分S1，参照附图4和5描述该温度计编码包络调制极性放大器的功能操作。

如图4和5所示，温度计编码包络调制极性放大器2包括单元阵列3，在本实施例中，单元阵列3包括布置成16行和16列的256(16×16)个单元元件4。因此，极性放大器2适合于8比特数据。本领域技术人员将理解，本实施例不限于8比特数据，极性放大器2可以容易地配置为适合其他比特数目。图5示出了这些单元元件4的结构。此外，极性放大器2包括两个二元到温度计解码器5a和5b。为容易理解，图3中解码器5a和5b示为一个块5。一个二元到温度计解码器5a接收4个最低有效比特b3，b2，b1和b0，并且被分配给单元阵列3的16个行，而另一二元到温度计解码器5b接收4个最高有效比特b7，b6，b5和b4，并且被分配给单元阵列3的16个列。由同一时钟信号(clock)对二元到温度计解码器5a和5b进行时钟控制。此外，单元阵列3接收RF输入信号(RFinput)，并输出经调制的RF输出信号(RFoutput)。针对调制，通过解码二元数据b7-b0，对单元阵列3的每个单元元件4进行导通或截止。这种温度计编码包络调制极性放大器2及其单元元件4的功能操作公开在例如参考文献[1]中，这里不再详细描述。但是，应该注意，温度计编码包络调制极性放大器2依据图4中示为“clock”的时钟信号进行操作。虽然公开了特定类型的温度计编码包络调制极性放大器2，但是在本发明精神范围内，也可以采用其他类型。

在根据图3所示根据实施例的输出级1中，每个功率放大部分S1到S4均包括上述温度计编码包络调制极性放大器2。应该注意，在图3中，以差分方式示出了相位调制RF输入信号(LO输入)和来自每个部分S1-S4的RF输出(分别施加在两个端子之间)。各个功率放大部分S1-S4的极性放大器2接收相同的二元数据b7-b0以及相同的相位调制RF输入信号，如图3所示，相位调制RF输入信号施加在相应的输入端子LO+和LO-之间，作为输入信号。但是，各个功率放大部分S1-S4的极性放大器2由四相位时钟clock1-clock4驱动。在所示实施例中，极性放大器由正交相位的时钟驱动。

在具体实施例中，施加至功率放大部分S1的采样时钟clock1具有0度相位。施加至功率放大部分S2的采样时钟clock2包括相对于clock1的90度相移，施加至功率放大部分S3的采样时钟clock3包括相对于clock1的180度相移，施加至功率放大部分S4的采样时钟clock4包括相对于clock1的270度相移。因此，在该实施例中，各个时钟信号clock1-clock4的相位在360度上均匀分布。虽然这是优选的，但是本发明不限于均匀分布，不同时钟之间的其他相位差也是可以的。

因此，每个功率放大部分S1-S4处理RF输入信号和二元数据b7-b0，但是由频率相同而相位不同的时钟信号驱动。作为该处理的结果，功率放大部分S1的单元阵列3输出输出信号RFout1，功率放大部分S2的单元阵列3输出输出信号RFout2，功率放大部分S3的单元阵列3输出输出信号RFout3，功率放大部分S4的单元阵列3输出输出信号RFout4。从图3可以看出，每个功率放大部分S1-S4分别具有变换器T1，T2，T3和T4。各个输出信号RFout1-RFout4施加至相应变换器T1-T4的主级。变换器T1-T4的次级串联，以便将来自功率放大部分S1-S4的次级的输出电压堆叠起来，以提供输出级1的输出电压。图3中由A和B指示了在其之间提供输出级1的输出电压的端子。此外，图3示出了施加至输出级1的输出的负载R，该负载例如可以是50欧姆电阻。

因此，根据该实施例，使用N个变换器将来自N个功率放大部分S1，...，SN的输出组合起来。结果，根据具有附加功率插值的功率梳选的新构思，实现了基于变换器的功率插值。

对于功率放大部分S1，...，SN，优选片上系统(SOC)中的差分放大器，因为在这种情况下，显著抑制了至基板的注入，减少了偶数阶谐波。基于变换器的功率梳选的附加优点在于，变换器本身可以配置为具有调谐电容器的宽带不平衡变压器。

综上，根据所公开的实施例，输出级被分为N个部分。每个部分包括一个等同的单元元件矩阵以及一个变换器负载，同时通过N相位时钟之一对数据进行闩锁。将来自N个变换器的次级的输出电压堆叠起来，而不是常规方法中采用的对输出电流求和。由此，在每个部分中，单元元件矩阵的尺寸可以比变换器尺寸小得多，这提高了最大工作频率。此外，通过变换器功率梳选，电压摆动均匀地分布在4个部分中，这带来了一个部分中更低的电压摆动。由此，可以使用薄氧化物晶体管，以高输出功率实现高功率效率，消除了对外部功率放大级的需要。此外，由于使用薄氧化物晶体管减小了尺寸，所以也减小了输出处的寄生电容，这带来了更宽的工作频率范围。

应该注意，本发明不限于上述数字包络调制极性RF放大器，也可以应用于直接RF调制器。在这种情况下，如上实施例中一样，将直接RF调制器的N个功率放大部分并行布置。如上实施例中一样，这N个部分由N相位时钟驱动，并且使用N个变换器来组合各个部分的输出。

参照图3描述本实施例的其他特征。应该注意，理论上，可以通过增加N重插值级，来改善谱图像抑制。另一方面，图像毛刺噪声(spur)只会在高输出功率时违反谱掩蔽(spectrum mask)。因此，该实施例使得能够依据输出功率电平来配置插值级的数目，如下文所述。

从图3可以看出，功率放大部分S1，S2和S3的输出部分分别具有附加的开关结构，这些开关结构可以用于开启/关闭相应的功率放大部分S1，S2或S3。在该实施例中，开关结构由两个晶体管形成，这两个晶体管的栅极分别由开关信号SW1、SW2和SW3控制。这些晶体管例如可以由PMOS晶体管形成。即，在功率放大部分S1中，开关结构的两个晶体管的栅极由SW1控制；在部分S2中，相应的栅极由SW2控制，等等。如果各个开关信号SW1、SW2或SW3具有对应于“1”(或“截止”)的值，则将相应的功率放大部分S1，S2或S3的两个晶体管截止，从而开启相应的功率放大部分。可以适当配置晶体管的尺寸，以使晶体管的存在不会降低功率效率。另一方面，如果各个开关信号SW1、SW2或SW3具有对应于“0”(或“导通”)的值，则将相应的晶体管导通，获得变换器主级处的低阻抗。即，单元阵列3的输出端子经由两个晶体管连接。结果，关闭相应的功率放大部分S1，S2或S3，相应的变换器次级不接收任何来自主级的输出电压信号。

实现根据该实施例的输出级1，使得可以通过相应的开关信号SW1、SW2和SW3，独立地开启和关闭功率放大部分S1，S2和S3。此外，优选地，N个功率放大部分之一不包括开关结构，如图3所示，功率放大部分S4不包括开关结构。这进一步提高了输出级的功率效率。

下面描述图3输出级1中开关结构的操作。例如，在包括4个功率放大部分(N＝4)的输出级1中，如果关闭两个功率放大部分(例如S1和S3)，则四重插值放大器变为两重插值放大器。如果关闭三个功率放大部分(S1到S3)，则不会存在任何插值(这对于低功率输出足够了)。应该注意，可以开启或关闭的功率放大部分的数目不限于上述数目，依据功率放大器的数目N，不同的数目也是可以的。

根据该实施例，控制开关信号SW1、SW2和SW3，使得基于所需的输出功率电平，来选择功率放大部分Si的数目。为此，提供适当配置的控制单元。对于不同的功率电平配置不同数目的插值级的好处在于，由于通过开启/关闭每个部分，放大器可以在大功率范围上以峰值功率操作，所以可以提高平均功率效率。这意味着，如果只需要低输出功率电平，则输出级1仅以一个功率放大部分(在实施例中是S4)进行操作，如果需要最高输出功率电平，则打开全部N个功率放大单元，提供N重插值。对于中等输出功率电平，打开中等数目的功率放大单元。

此外，可以集成基带处理、接收机、极性发射机，以便在软件定义的无线电(SDR)应用中减小印刷电路板(PCB)面积，降低片上系统(SOC)成本。

因此，提出针对数字包络调制器和数字IQ调制器，均使用基于变换器的功率插值。

所述开关结构也可以应用于直接数字RF调制器。