无线电通信系统、发送装置、接收装置、无线电通信方法、发送方法、接收方法

摘要

一种无线电通信系统，其中包括发送多个无线电信号的发送装置、和接收来自发送装置的多个无线电信号，并将发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计的接收装置，该无线电通信系统具备：发送装置，其发送将预先规定的第1序列的训练信号分支，用对于分支的多个第1序列的训练信号的每一个而言具有规律性的载波频率偏置产生的频率分别调制的无线电信号；以及接收装置，按照从发送装置发送的无线电信号所包含的第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号中获得的相变，估计与发送装置的载波频率偏置。

说明书

技术领域

本发明涉及无线电(无线)通信系统、发送装置、接收装置、无线电通信方法、发送方法、接收方法。

根据2008年4月21日在日本申请的特愿2008-110750号，本申请主张优先权，在这里援引其内容。

背景技术

为了提高频率的利用率和传输特性，数字无线电通信系统使用PSK(移相键控：Phase Shift Keying)或QAM(正交调幅：QuadratureAmplitude Modulation)等调制方式。

使用PSK或QAM的调制方式，调制相位而体现信息。因此，存在着发送侧和接收侧的发送器的频率偏移导致的载波频率偏置的情况下，载波频率偏置导致的相位旋转，使传输特性大幅劣化。

为了避免载波频率偏置导致的传输特性的劣化，在使用PSK或QAM的调制方式中，需要使用某些手段估计载波频率偏置，补偿发送器的偏移。

在估计该载波频率偏置的方法中，存在着使用预先规定的序列的训练信号的手法和不需要训练信号的盲符号(ブラインド)手法。

后者盲符号手法因为不需要训练信号，所以能够实现较高的传输效率。但是，存在着不能在短时间内估计载波频率偏置的问题。

因此，在进行需要在短时间内估计载波频率偏置的脉冲串传输的无线电通信系统中，采用使用预先规定的序列的训练信号估计载波频率偏置的手法(非专利文献1)。

图15是表示无线电通信系统300中的发送装置5及接收装置6的图。下面参照图15，讲述非专利文献1所示的使用已知序列的训练信号估计载波频率偏置的手法的无线电通信系统300。无线电通信系统300，具备发送装置5和接收装置6。

发送装置5具备训练信号序列生成部51、无线电部52、发送天线53。

训练信号序列生成部51，生成预先规定的序列的训练信号。

无线电部52对训练信号序列生成部51生成的训练信号进行模拟变换及频率变换，从发送天线53向接收装置6发送。

接收装置6具备接收天线61、无线电部62、相位差检测部63、平均化部64、频率估计部65。

接收天线61接收发送装置5发送的无线电信号。

无线电部62对用接收天线61接收的无线电信号进行频率变换及数字变换，生成接收信号。

相位差检测部63对该接收信号和根据预先规定的序列的训练信号进行比较，检测包含按照一定时间的相变求出的噪声的影响的物理量。此外，在非专利文献1中，训练信号是按照0.8μs间隔反复的信号序列，通过使接收信号延迟0.8μs，检测0.8μs间的相变的函数即物理量。

为了避免噪声的影响，平均化部64将相位差检测部63检测的物理量平均化。

频率估计部65根据用平均化部64平均化后的物理量，估计载波频率偏置。

下面，使用数学式，讲述现有技术的估计载波频率偏置的手法的动作原理。

设采样编号为n，训练信号序列生成部51生成的训练信号为s(n)。用接收天线61接收，无线电部62进行频率变换及数字变换，其结果生成的接收信号y(n)，由公式(1)表示。

$y\left(n\right)=s\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·h+\eta \left(n\right)···\left(1\right)$

式中：h是发送天线53和接收天线61之间的复数振幅响应；Δf是发送装置5和接收装置6之间的载波频率偏置；f_s是采样频率；η(n)是按每个采样不相关，且按照平均电力量成为1的复数高斯分布的噪声。

此外，为使说明简洁，以后无论在哪个采样中，训练信号s(n)的绝对值的大小(|s(n)|)都为1。

相位差检测部63、平均化部64、频率估计部65使用接收无线电信号后生成的接收信号y(n)和训练信号序列生成部51生成的训练信号s(n)，估计载波频率偏置Δf。

训练信号s(n)是根据预先规定的信号序列的训练信号。

相位差检测部63利用延迟检波型的相位差检测时、即对接收信号y(n)的时间差τ采样中的延迟检波结果和训练信号s(n)的时间差τ采样中的延迟检波结果的共轭复数进行乘法运算时，时间差τ采样中的相变的函数即物理量z(n)，由公式(2)表示。

$z\left(n\right)=s^{*}\left(n\right)·s(n-\tau )·y\left(n\right)·y^{*}(n-\tau )$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·\tau )·h·h^{*}$

$+h·s(n-\tau )·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·{\eta }^{*}(n-\tau )$

$+h^{*}·s^{*}\left(n\right)·\exp (-j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·(n-\tau \left)\right)·\eta \left(n\right)$

$+s^{*}\left(n\right)·s(n-\tau )·\eta \left(n\right)·{\eta }^{*}(n-\tau )$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·\{{|h|}^2+h·\alpha (n-\tau )+h^{*}·{\alpha }^{*}\left(n\right)\}$

${+s}^{*}\left(n\right)·s(n-\tau )·\eta \left(n\right)·{\eta }^{*}(n-\tau )$

在公式(2)中，α(n)由公式(3)表示。

$\alpha \left(n\right)=s\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·{\eta }^{*}\left(n\right)...\left(3\right)$

用平均化部64将N个采样的物理量z(n)平均化后，采样数N大于时间差τ采样的值(相位差N＞τ)时，用公式(4)表示平均化物理量φ。

$\Phi =\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}z\left(n\right)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·\tau )·\{N·{\left|h\right|}^2+\underset{n=1-\tau }{\overset{0}{\Sigma }}h·\alpha \left(n\right)+2·\underset{n=0}{\overset{N-\tau }{\Sigma }}\mathrm{Re}[h·\alpha \left(n\right)]$

$+\underset{n=N-\tau +1}{\overset{N}{\Sigma }}{h}^{*}·{\alpha }^{*}\left(n\right)\}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{s}^{*}\left(n\right)·s(n-\tau )·\eta \left(n\right)·{\eta }^{*}(n-\tau )...\left(4\right)$

在公式(4)中，Re[·]表示实数。

另外，当采样数N为时间差τ采样的值以下(相位差N≤τ)时，由公式(5)表示平均化物理量φ。

$\Phi =\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}z\left(n\right)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·\tau )·\{N·{\left|h\right|}^2+\underset{n=1-\tau }{\overset{N-\tau }{\Sigma }}h·\alpha \left(n\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{h}^{*}·{\alpha }^{*}\left(n\right)\}$

$+\underset{n=0}{\overset{N}{\Sigma }}{s}^{*}\left(n\right)·s(n-\tau )·\eta \left(n\right)·{\eta }^{*}(n-\tau )···\left(5\right)$

在相位差检测部63中利用延迟检波时，频率估计部65根据公式(6)计算出载波频率偏置的估计值f_est。

$f_{\mathrm{est}}=\frac{f_s}{2\pi ·\tau }·{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[\Phi \right]}{\mathrm{Re}\left[\Phi \right]}\right)...\left(6\right)$

在公式(6)中，Im[·]表示虚数。

平均化物理量φ中的噪声η(n)的影响小到可以忽略不计时，公式(4)或公式(5)的中括弧{}内的第1项以外的分量为0(零)即成为只有实数分量。因此，能够没有误差地计算出载波频率偏置的估计值f_est。

可是，在普通的无线电通信系统中，噪声η(n)的影响不能够忽略不计。因此，下面使用数学式，讲述噪声η(n)的影响不能够忽略不计时的误差估计。

噪声η(n)按每个采样不相关，且随机性地按照复数高斯分布。因此，线性计算按照高斯分布的两个独立变量后，根据高斯分布的性质，就能够用公式(7)表示公式(4)的N＞τ的平均化物理量φ。此外，作为高斯分布的性质，存在着下述性质：能够用具有线性计算后的离散的高斯分布近似两变量的离散。

此外，对按照高斯分布的两个独立的变量进行乘法运算，则虽然不能够严密地成为高斯分布，但是成为近似于高斯分布的分布。因此，以后将它视为能够用具有乘法运算后的离散的高斯分布近似两变量的离散的情况进行讲述。

$\Phi =\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·\tau )·\{N·{\left|h\right|}^2+\sqrt{(2N-\tau ).{\left|h\right|}^2+\frac{N}{2}}·{\eta }_r$

$+j·\sqrt{\tau ·{\left|h\right|}^2+\frac{N}{2}}·{\eta }_i\}...\left(7\right)$

另外，还能够用公式(8)表示公式(5)的N≤τ)时的平均化物理量φ。

$\Phi =\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·\tau )·\{N·{\left|h\right|}^2+\sqrt{N·{\left|h\right|}^2+\frac{N}{2}}·{\eta }_r+j·\sqrt{N·{\left|h\right|}^2+\frac{N}{2}}·{\eta }_i\}···\left(8\right)$

在公式(7)、公式(8)中，表示噪声的η_r、η_i是按照离散为1的高斯分布的变量。

在这里，讲述估计载波频率偏置中利用的接收信号的电力的总和远高于噪声电力时即用公式(9)表示时的情况。

N·|h|²＞＞1       …(9)

在用公式(9)表示的情况下，用频率估计部65计算出的载波频率偏置的估计值f_est，在θ成为远小于1的值时(θ＜＜1)，利用的关系。这时，在N＞τ的情况下，能够用公式(10)近似载波频率偏置的估计值f_est。

$f_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi ·\sqrt{\tau ·N·{\left|h\right|}^2}}\sqrt{\frac{1}{N}+\frac{1}{2\tau ·{\left|h\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }···\left(10\right)$

另外，在N≤τ的情况下，能够用公式(11)近似载波频率偏置的估计值f_est。

$f_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi ·\tau ·\left|h\right|·\sqrt{N}}\sqrt{1+\frac{1}{2{\left|h\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }···\left(11\right)$

在公式(10)、公式(11)中，表示噪声的η_θ是按照离散为1的高斯分布的变量。

此外，例如用公式(12)规定可以估计载波频率偏置的引入范围。

$-\frac{f_s}{2\tau }<f_{\mathrm{est}}<\frac{f_s}{2\tau }...\left(12\right)$

如公式(10)或公式(11)所示，在现有技术的载波频率偏置估计系统中，采样速度更慢，时间差τ采样的时间更长，接收电平|h|²更大，平均化采样数N越大，就能使载波频率偏置的估计误差越小。其中，采样速度f_s和时间差τ采样被公式(12)所示的载波频率偏置的引入范围限制在可以设定的范围内。

因此，在现有技术的载波频率偏置估计系统中，就根据被要求的载波频率偏置的引入范围，决定采样速度f_s和时间差τ采样的值。然后，根据容许的估计误差及设想的接收电平|h|²，决定采样数N。

可是，在视距外传输这样的多路径环境中，多个路径倒相被相加，从而使接收电平以一定的概率大幅下降。例如在雷利衰减环境中，瞬时的接收电平比平均接收电平低20dB以上的概率大约存在1％。该雷利衰减环境是多路径环境的一般的模型。

因此，在多路径衰减环境中利用现有技术的载波频率偏置估计系统时，为了避免估计误差伴随着接收电平的下降而增大，需要将平均化采样数设定成远大于用CNR(载波噪声比：Carrier-to-NoiseRatio)规定的数的值，或充分地提高平均接收电平。因此，存在着赋予较长的训练信号后带来的帧利用效率的下降、载波频率偏置估计时间的增大及发送功率的增大而导致的发送装置的耗电和成本的增大的问题。

非专利文献1：守仓正博、久保田周治等《改定版802.11高速无线LAN教科书》、インプレス、pp.204-205、2005

发明内容

本发明考虑上述情况而构思，其目的在于提供在多路径环境中也以较少的平均化采样数高精度地估计载波频率偏置的无线电通信系统、发送装置、接收装置、无线电通信方法、发送方法、接收方法。

(1)本发明的一种方式的无线电通信系统，其中包括发送多个无线电信号的发送装置、和接收来自所述发送装置的多个无线电信号，并将所述发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计的接收装置，该无线电通信系统具备：发送装置，其发送将预先规定的第1序列的训练信号分支，用对于分支的多个第1序列的训练信号的每一个而言具有规律性的所述载波频率偏置产生的频率分别调制的所述无线电信号；以及接收装置，按照从所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号中获得的相变，估计与所述发送装置的载波频率偏置。

这样，能够根据对通过多个无线电信号发送的第1序列的训练信号分别赋予的频率偏置的作用，较容易地检测训练信号的相位差。因此，能够用较短的训练信号长度或较小的发送功率，高精度地估计载波频率偏置。

(2)本发明的一种方式的无线电通信系统，其中包括从多个发送天线发送多个无线电信号的发送装置、和利用接收天线接收来自所述发送装置的多个无线电信号，并将所述发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计的接收装置，所述发送装置具备：第1训练信号序列生成部，其生成预先规定的第1序列的训练信号；第1频率偏置赋予部，将成为频率f₁的整数倍的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同的数量的所述第1序列的训练信号分配的各频率；以及发送部，其通过所述发送天线，向所述接收装置发送所述无线电信号，该无线电信号包含具有被所述第1频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号；所述接收装置具备：接收部，其通过所述接收天线，接收来自所述发送装置的所述无线电信号；第1相位差检测部，其根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号，检测与用所述频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的第1物理量；第1平均化部，其通过将所述第1物理量平均化，计算出第1平均化物理量；以及频率估计部，其根据所述第1平均化物理量，估计载波频率偏置。

这样，能够根据对通过多个无线电信号从多个发送天线发送的规定的序列的训练信号赋予的频率偏置的作用，避免接收电平的平稳的下降。因此，能够减轻相位差检测中的噪声的影响，从而在多路径衰减环境中也能够用较短的训练信号长度或较小的发送功率，高精度地估计载波频率偏置。

(3)另外，在本发明的一种方式的无线电通信系统中，所述发送装置还具备：第2训练信号序列生成部，其生成预先规定的第2序列的训练信号；以及第2频率偏置赋予部，将所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同数量的所述第2序列的训练信号分配的各频率；所述发送部，将具有被所述第1频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号和具有被所述第2频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第2序列的训练信号复用后，作为所述无线电信号，通过所述发送天线，向所述接收装置发送；所述接收装置还具备：第2相位差检测部，其根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的第2序列的训练信号和预先规定的第2序列的训练信号，检测与比所述时间差T₁短的时间差T₂中的相变对应的第2物理量；第2平均化部，其通过将所述第2物理量平均化，计算出第2平均化物理量；以及所述频率估计部，根据所述第1平均化物理量和所述第2平均化物理量，估计所述载波频率偏置，亦可。

这样，通过进行使用第2序列的训练信号的相位差检测，能够实现较宽的引入范围和较短的引入时间。而且，使其估计精度在使用第1序列的训练信号的相位差检测的引入范围内。从而，和接着进行的使用第1序列的训练信号的相位差检测组合后，能够兼顾更高的估计精度。

(4)另外，在本发明的一种方式的无线电通信系统中，所述第2频率偏置赋予部赋予频率偏置，以便使赋予的所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍；所述第2平均化部在频率f₂的倒数的自然数倍的时间的范围内，将所述第2物理量平均化，亦可。

这样，在第2相位差检测部中通过利用延迟检波型的相位差检测，能够高精度地估计载波频率偏置。

(5)本发明的一种方式的发送装置，从多个发送天线发送多个无线电信号，其中具备：第1训练信号序列生成部，其生成预先规定的第1序列的训练信号；第1频率偏置赋予部，将成为频率f₁的整数倍的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同的数量的所述第1序列的训练信号分配的各频率；以及发送部，其通过所述发送天线，向所述接收装置发送所述无线电信号，该无线电信号所包含具有被所述第1频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号。

(6)另外，在本发明的一种方式的发送装置中，所述发送装置还具备：第2训练信号序列生成部，其生成预先规定的第2序列的训练信号；以及第2频率偏置赋予部，将所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同的数量的所述第2序列的训练信号分配的各频率；所述发送部，将具有被所述第1频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号和具有被所述第2频率偏置赋予部赋予的所述载波频率偏置的所述第2序列的训练信号复用后，作为所述无线电信号，通过所述发送天线，向所述接收装置发送，亦可。

(7)另外，在本发明的一种方式的发送装置中，所述第2频率偏置赋予部可以赋予频率偏置，以便使赋予的所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍。

(8)本发明的一种方式的接收装置，其与发送装置通信，该发送装置将成为频率f₁的整数倍的频率偏置赋予对被分支的第1序列的训练信号分配的各频率后，从多个发送天线发送多个无线电信号，该接收装置利用接收天线接收来自所述发送装置的多个无线电信号，将所述发送装置发送的传输频率和接收使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计，其中具备：接收部，其通过所述接收天线，接收来自所述发送装置的所述无线电信号；第1相位差检测部，其根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号，检测与用所述频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的第1物理量；第1平均化部，其通过将所述第1物理量平均化，计算出第1平均化物理量；以及频率估计部，其根据所述第1平均化物理量，估计载波频率偏置。

(9)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，与这样的发送装置通信，该发送装置将对于向被分支的第2序列的训练信号分配的各频率而言，具有所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置的第2序列的训练信号和所述第1序列的训练信号复用后发送，所述接收装置还具备：第2相位差检测部，其根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的第2序列的训练信号和预先规定的第2序列的训练信号，检测与比所述时间差T₁短的时间差T₂中的相变对应的第2物理量；以及第2平均化部，其通过将所述第2物理量平均化，计算出第2平均化物理量；所述频率估计部，根据所述第1平均化物理量和所述第2平均化物理量，估计所述载波频率偏置，亦可。

(10)另外，本发明的一种方式的接收装置，与这样的发送装置通信，该发送装置赋予频率偏置，以便使赋予的所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍，所述第2平均化部在频率f₂的倒数的自然数倍的时间的范围内，将所述第2物理量平均化，亦可。

(11)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述第1相位差检测部，可以从所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号的时间差T₁中的相变中，减去预先规定的所述第1序列的训练信号的所述时间差中的相变，从而计算出第1物理量。

这样，能够只用加减法进行相位检测涉及的运算，能够简化电路结构。

(12)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述第1相位差检测部可以对所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号的时间差T₁中的延迟检波结果和预先规定的所述第1序列的训练信号的所述时间差中的延迟检波结果的共轭复数进行乘法运算，从而计算出第1物理量。

这样，在第1相位差检测部中通过利用延迟检波型的相位差检测，能够高精度地估计载波频率偏置。

(13)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述第1平均化部可以在用频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间的范围内，将所述第1物理量平均化，从而计算出第1平均化物理量。

这样，在第1平均化部中将f_s/f₁采样的自然数倍的N₁个采样的物理量Z₁(n)平均化。因此，能够获得与平均化采样数N₁对应的载波频率偏置估计精度。

(14)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述第2相位差检测部可以对所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第2序列的训练信号的时间差T₂中的相变中，减去预先规定的所述第2序列的训练信号的所述时间差中的相变，从而计算出第2物理量。

这样，能够只用加减法进行相位检测涉及的运算，能够简化电路结构。

(15)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述第2相位差检测部可以对所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第2序列的训练信号的时间差T₂中的延迟检波结果和预先规定的所述第2序列的训练信号的所述时间差中的延迟检波结果的共轭复数进行乘法运算，从而计算出第2物理量。

这样地赋予频率偏置，以便使第2频率偏置赋予部赋予的所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍。然后，在第2平均化部中将第2物理量即f_s/f₂的采样的自然数倍的N₂个采样的物理量平均化。因此，能够获得与平均化采样数N₂对应的载波频率偏置估计精度。

(16)另外，在本发明的一种方式的接收装置中，所述接收部、所述第1相位差检测部、所述第1平均化部、所述频率估计部中的至少一个以上具备多个，具备信号选择/合成部，其选择或合成具备至少一个以上的所述接收部、所述第1相位差检测部、所述第1平均化部、所述频率估计部输出的多个信号，亦可。

(17)本发明的一种方式的无线电通信方法，使用发送多个无线电信号的发送装置、和接收来自所述发送装置的多个无线电信号，并将所述发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计的接收装置，所述发送装置，发送将预先规定的第1序列的训练信号分支，用对于分支的多个第1序列的训练信号的每一个而言具有规律性的所述载波频率偏置产生的频率分别调制的所述无线电信号；所述接收装置，按照从所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号中获得的相变，估计与所述发送装置的载波频率偏置。

(18)本发明的一种方式的无线电通信方法，使用从多个发送天线发送多个无线电信号的发送装置、和利用接收天线接收来自所述发送装置的多个无线电信号，并将所述发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计的接收装置，所述发送装置具有：第1训练信号序列生成过程，生成预先规定的第1序列的训练信号；第1频率偏置赋予过程，将成为频率f₁的整数倍的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同的数量的所述第1序列的训练信号分配的各频率；以及发送过程，通过所述发送天线，向所述接收装置发送包含具有在所述第1频率偏置赋予过程中赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号的所述无线电信号；所述接收装置具有：接收过程，通过所述接收天线，接收来自所述发送装置的所述无线电信号；第1相位差检测过程，根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号，检测与用所述频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的第1物理量；第1平均化过程，通过将所述第1物理量平均化，计算出第1平均化物理量；以及频率估计过程，根据所述第1平均化物理量，估计载波频率偏置。

(19)另外，在本发明的一种方式的无线电通信方法中，所述发送装置还具有：第2训练信号序列生成过程，生成预先规定的第2序列的训练信号；以及第2频率偏置赋予过程，将所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同数量的所述第2序列的训练信号分配的各频率；在所述发送过程中，通过所述发送天线，将具有在所述第1频率偏置赋予过程中赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号和具有在所述第2频率偏置赋予过程中赋予的所述载波频率偏置的所述第2序列的训练信号复用后，作为所述无线电信号，通过所述发送天线，向所述接收装置发送；所述接收装置还具有：第2相位差检测过程，据所述发送装置发送的无线电信号所包含的第2序列的训练信号和预先规定的第2序列的训练信号，检测与比所述时间差T₁短的时间差T₂中的相变对应的第2物理量；以及第2平均化过程，通过将所述第2物理量平均化，计算出第2平均化物理量；所述频率估计过程，根据所述第1平均化物理量和所述第2平均化物理量，估计所述载波频率偏置，亦可。

(20)另外，在本发明的一种方式的无线电通信方法中，所述第2频率偏置赋予过程赋予频率偏置，以便使赋予的所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍；所述第2平均化过程在频率f₂的倒数的自然数倍的时间的范围内，将所述第2物理量平均化，亦可。

(21)本发明的一种方式的发送方法，使用从多个发送天线发送多个无线电信号的发送装置，具有：第1训练信号序列生成过程，生成预先规定的第1序列的训练信号；第1频率偏置赋予过程，将成为频率f₁的整数倍的频率偏置，赋予对被分支成为和所述多个发送天线的数量相同的数量的所述第1序列的训练信号分配的各频率；以及发送过程，通过所述发送天线，向所述接收装置发送包含具有在所述第1频率偏置赋予过程中赋予的所述载波频率偏置的所述第1序列的训练信号的所述无线电信号。

(22)本发明的一种方式的接收方法，使用与发送装置通信的接收装置，该发送装置将成为频率f₁的整数倍的频率偏置赋予对被分支的第1序列的训练信号分配的各频率后，从多个发送天线发送多个无线电信号，该接收装置利用接收天线接收来自所述发送装置的多个无线电信号，并将所述发送装置发送的传输频率和接收所使用的基准接收频率之差作为载波频率偏置加以估计，具有：接收过程，通过所述接收天线，接收来自所述发送装置的所述无线电信号；第1相位差检测过程，根据所述发送装置发送的无线电信号所包含的所述第1序列的训练信号和预先规定的第1序列的训练信号，检测与用所述频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的第1物理量；第1平均化过程，通过将所述第1物理量平均化后，计算出第1平均化物理量；以及频率估计过程，根据所述第1平均化物理量，估计载波频率偏置。

(发明效果)

本发明的无线电通信系统、发送装置、接收装置、无线电通信方法、发送方法、接收方法，在多路径环境中也能以较少的平均化采样数高精度地估计载波频率偏置。

附图说明

图1是表示本发明第1实施方式的无线电通信系统100的方框图。

图2是对本发明第1实施方式的技术和现有技术中的载波频率偏置的估计误差特性加以比较的曲线图。

图3是对本发明第1实施方式的技术和现有技术中的载波频率偏置的估计误差特性加以比较的曲线图。

图4是表示本发明第1实施方式的发送装置1的处理的流程图。

图5是表示本发明第1实施方式的接收装置2的处理的流程图。

图6是表示第2实施方式的无线电通信系统200的方框图。

图7是第2实施方式的无线电通信系统200中的发送信号格式。

图8是表示本发明第2实施方式的发送装置3的处理的流程图。

图9是表示本发明第2实施方式的接收装置4的处理的流程图。

图10是表示本发明第3实施方式的接收装置7的简要方框图。

图11是表示本发明第3实施方式的接收装置7a的简要方框图。

图12是表示本发明第3实施方式的发送装置1的处理的流程图。

图13是表示本发明第3实施方式的发送装置1的处理的流程图。

图14是表示本发明第4实施方式的接收装置8的简要方框图。

图15是表示现有技术的实施方式的无线电通信系统300的方框图。

具体实施方式

(第1实施方式)

下面，参照附图，讲述本发明的第1实施方式。

图1是表示采用本实施方式的无线电通信系统100的简要方框图。参照图1，讲述使用预先规定的序列的训练信号估计载波频率偏置的无线电通信系统100。

图1所示的无线电通信系统100，具备发送装置1和接收装置2。发送装置1具备训练信号序列生成部11、频率偏置赋予部12-1～12-M、无线电部13-1～13-M、发送天线14-1～14-M。此外，M是2以上的整数。

训练信号序列生成部11，生成预先规定的序列的训练信号，分别向频率偏置赋予部12-1～12-M输出。

频率偏置赋予部12-1～12-M分别将任意的频率f₁的任意整数倍的频率偏置赋予训练信号序列生成部11生成的训练信号后，向无线电部13-1～13-M输出。

无线电部13-1～13-M对训练信号序列生成部11生成、被频率偏置赋予部12-1～12-M赋予了频率偏置的训练信号进行模拟变换及频率变换，作为无线电信号，向发送天线14-1～14-M输出。

发送天线14-1～14-M将从与其连接的无线电部13-1～13-M输出的无线电信号，发送给接收装置2。

下面，讲述与发送装置1的构成要素的连接和信号的传递。

训练信号序列生成部11的输出端子，与各频率偏置赋予部12-1～12-M的输入端子连接。训练信号序列生成部11将生成的训练信号分支后，向各频率偏置赋予部12-1～12-M输出。

频率偏置赋予部12-1～12-M的输入端子，与训练信号序列生成部11的输出端子连接；输出端子与无线电部13-1～13-M的输入端子一对一地连接。频率偏置赋予部12-1～12-M分别将频率偏置赋予所输入的训练信号后，向无线电部13-1～13-M输出。

无线电部13-1～13-M的输入端子，与频率偏置赋予部12-1～12-M的输出端子一对一地连接；输出端子与发送天线14-1～14-M的输入端子一对一地连接。无线电部13-1～13-M对输入的信号即被分别赋予了频率偏置的训练信号进行变换，生成无线电信号，通过发送天线14-1～14-M，将无线电信号向接收装置2发送。

接收装置2具备接收天线21、无线电部22、相位差检测部23、平均化部24、频率估计部25。

接收天线21，接收发送装置1发送的无线电信号，向无线电部22输出。

无线电部22对用接收天线21接收的无线电信号进行频率变换及数字变换，生成接收信号，向相位差检测部23输出。

相位差检测部23对无线电部22生成的接收信号和预先规定的序列的训练信号进行比较。而且，相位差检测部23检测用以频率f₁的倒数表示的时间的任意的自然数倍的时间差T₁中的相变的函数表示的物理量，向平均化部24输出。

为了避免噪声的影响，平均化部24将相位差检测部23输出的物理量平均化，向频率估计部25输出平均化物理量。

频率估计部25根据用平均化部24平均化后的平均化物理量，估计载波频率偏置。

接着，讲述与接收装置2的构成要素的连接和信号的传递。

接收天线21的输出端子，与无线电部22的输入端子连接。接收天线21向无线电部22输出接收的无线电信号。

无线电部22的输入端子，与接收天线21的输出端子连接；输出端子与相位差检测部23的输入端子连接。无线电部22将根据用接收天线21接收的无线电信号生成的接收信号，向相位差检测部23输出。

相位差检测部23的输入端子，与无线电部22的输出端子连接；输出端子与平均化部24连接。相位差检测部23抽出无线电部22输入的接收信号所包含的训练信号部分，将用和预先规定的序列的训练信号进行比较后求出的相变的函数表示的物理量向平均化部24输出。

平均化部24的输入端子，与相位差检测部23的输出端子连接；输出端子与频率估计部25连接。平均化部24对从相位差检测部23输入的物理量进行平均化处理，将求出的平均化物理量向频率估计部25输出。

频率估计部25的输入端子，与平均化部24的输出端子连接。频率估计部25根据输入的平均化物理量，估计载波频率偏置，输出其结果。

下面，使用数学式，讲述本发明的第1实施方式中的载波频率偏置估计系统的动作原理。以下，为使说明简洁，用采样单位进行讲述。

在这里，设采样编号为n。此外，设训练信号序列生成部11生成的训练信号为s₁(n)。用频率偏置赋予部12-m赋予了频率偏置的第1训练信号x_1m(n)被等间隔地赋予频率偏置时，可以用公式(13)表示。m表示从1到M的自然数。

$x_{1m}\left(n\right)=s_1\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{m·f_1}{f_s}·n)···\left(13\right)$

在公式(13)中，f_s是采样频率。此外，为了避免起因于赋予频率偏置后的相位变动在每个采样中都相同，等间隔地赋予频率偏置时的频率f₁，需要满足公式(14)的关系。

f_s≥M·f₁       …(14)

这时，用接收天线21接收、用无线电部22进行频率变换及数字变换，由其结果生成的接收信号y₁(n)，能够用公式(15)表示。

$y_1\left(n\right)=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·\underset{n=1-\tau }{\overset{0}{\Sigma }}{h}_m·x_{1m}\left(n\right)+{\eta }_1\left(n\right)$

$=s_1\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·{\beta }_1\left(n\right)+{\eta }_1\left(n\right)···\left(15\right)$

在公式(15)中，h_m是发送天线14-m(m表示从1到M的自然数)和接收天线21之间的复数振幅响应；Δf是发送装置1和接收装置2之间的载波频率偏置；f_s是采样频率；η₁(n)表示按每个采样不相关，且按照平均电力量成为1的复数高斯分布的噪声。

在这里，关于训练信号序列s(n)，如果使之成为s₁(n)，公式(15)就成为用随时变动的变量β₁(n)置换了公式(1)的相位振幅响应h的公式。可以将β₁(n)视为相当于相位振幅响应的变量，能够用公式(16)表示。

${\beta }_1\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_m·\exp (j·2\pi ·\frac{m·f_1}{f_s}·n)...\left(16\right)$

相位差检测部23、平均化部24、频率估计部25使用接收后生成的接收信号y₁(n)和训练信号序列生成部11生成的预先规定的训练信号s₁(n)的信息，估计载波频率偏置Δf。

在相位差检测部23中利用延迟检波型的相位差检测时，时间差τ₁采样中的相变的函数即物理量z₁(n)，可以用公式(17)表示。

$z_1\left(n\right)={s_1}^{*}\left(n\right)·s_1(n-{\tau }_1)·y_1\left(n\right)·{y_1}^{*}(n-{\tau }_1)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)·{\beta }_1\left(n\right)·{{\beta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)$

$+s_1(n-{\tau }_1)·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·{\beta }_1\left(n\right)·{{\eta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)$

$+{s_1}^{*}\left(n\right)·\exp (-j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·(n-{\tau }_1))·{{\beta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)·{\eta }_1\left(n\right)$

$+{s_1}^{*}\left(n\right)·s_1\left({n-\tau }_1\right)·{\eta }_1\left(n\right)·{{\eta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)\{{\left|{\beta }_1\left(n\right)\right|}^2+{\beta }_1\left({n-\tau }_1\right)·\alpha \left({n-\tau }_1\right)+{{\beta }_1}^{*}\left(n\right)·{{\alpha }_1}^{*}\left(n\right)\}$…(17)

$+{s_1}^{*}\left(n\right)·s_1\left({n-\tau }_1\right)·{\eta }_1\left(n\right)·{{\eta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)$

在这里，在公式(17)中，α₁(n)用公式(18)表示。

${\alpha }_1\left(n\right)=s_1\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·n)·{n_1}^{*}\left(n\right)···\left(18\right)$

在这里，τ₁＝f_sT₁。使k为任意的自然数后，时间差τ₁采样就被满足公式(19)的关系地设定。

${\tau }_1=f_s·T_1=k·\frac{f_s}{f_1}···\left(19\right)$

用平均化部24将变量β₁(n)的1周期的f_s/f₁采样的任意的自然数倍的N₁个采样的物理量z₁(n)平均化，这样在采样数N大于时间差τ₁采样的值(N＞τ₁)时，就可以用公式(20)表示平均化物理量φ₁。

${\Phi }_1=\underset{n=1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{z}_1\left(n\right)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)·\{\underset{n=1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{\left|{\beta }_1\left(n\right)\right|}^2+\underset{n=1-{\tau }_1}{\overset{0}{\Sigma }}{\beta }_1\left(n\right)·{\alpha }_1\left(n\right)$

$+2·\underset{n=0}{\overset{N_1-{\tau }_1}{\Sigma }}\mathrm{Re}[{\beta }_1\left(n\right)·{\alpha }_1\left(n\right)]+\underset{N=N_1-{\tau }_1+1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{{\beta }_1}^{*}\left(n\right)·{{\alpha }_1}^{*}\left(n\right)\}$

$+\underset{n=0}{\overset{N_1}{\Sigma }}{s_1}^{*}·s_1(n-{\tau }_1)·{\eta }_1\left(n\right)·{{\eta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)···\left(20\right)$

另外，当采样数N为时间差τ₁采样的值以下(N≤τ₁)时，可以用公式(21)表示平均化物理量φ₁。

${\Phi }_1=\underset{n=1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{z}_1\left(n\right)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)·\{\underset{n=1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{\left|{\beta }_1\left(n\right)\right|}^2+\underset{n=1-{\tau }_1}{\overset{N_1-{\tau }_1}{\Sigma }}{\beta }_1\left(n\right)·{\alpha }_1\left(n\right)+\underset{n=1}{\overset{N_1}{\Sigma }}{{\beta }_1}^{*}\left(n\right)·{{\alpha }_1}^{*}\left(n\right)\}$

$+\underset{n=0}{\overset{N_1}{\Sigma }}{s_1}^{*}·s_1(n-{\tau }_1)·{\eta }_1\left(n\right)·{{\eta }_1}^{*}(n-{\tau }_1)···\left(20\right)$

在相位差检测部23中利用延迟检波型的相位差检测时，频率估计部25计算出载波频率偏置的估计值f_est。公式(22)为计算载波频率偏置的估计值f_est的公式。

$f_{\mathrm{est}}=\frac{f_s}{2\pi ·{\tau }_1}·{\mathrm{tam}}^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[{\Phi }_1\right]}{\mathrm{Re}\left[{\Phi }_1\right]}\right)···\left(22\right)$

平均化物理量φ₁中的噪声η₁(n)的影响小到可以忽略不计时，公式(20)或公式(21)的中括弧{}内的第1项以外的成分为0(零)即成为只有实数分量。因此，能够没有误差地计算出载波频率偏置的估计值f_est。

下面，使用数学式，讲述噪声η₁(n)的影响不能够忽略不计时的误差估计。

首先，考虑相当于相位振幅响应的变量β₁(n)。可以用公式(23)表示变量β₁(n)的水平、即绝对值的平方。

${\left|{\beta }_1\left(n\right)\right|}^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2+2·\underset{i=1}{\overset{M-1}{\Sigma }}\mathrm{Re}[\exp (j·2\pi ·\frac{i}{{\tau }_1}·n)·\underset{k=i+1}{\overset{M-1}{\Sigma }}{h}_{k-i}·{h_k}^{*}]...\left(23\right)$

另外，变量β₁(n)的变动周期是τ₁采样，其平均水平成为公式(24)。

$\frac{1}{{\tau }_1}\underset{n=1}{\overset{{\tau }_1}{\Sigma }}{\left|{\beta }_1\left(n\right)\right|}^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2···\left(24\right)$

噪声η₁(n)按每个采样不相关，且随机性地按照复数高斯分布。因此，利用高斯分布的性质及公式(22)，则在公式(20)的采样数N₁大于时间差τ₁采样的值(N＞τ₁)时的平均化物理量φ₁，就能够用公式(25)表示。此外，作为高斯分布的性质，存在着下述性质：线性计算按照高斯分布的两个独立的变量，就能够用具有线性计算的离散的高斯分布近似两变量的离散。

${\Phi }_1=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)·\{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2+\sqrt{(2N_1-{\tau }_1)·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r$

$+j·\sqrt{{\tau }_1·{\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\left|h_m\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}···\left(25\right)$

另外，当公式(21)的采样数N₁为时间差τ₁采样的值以下(N₁≤τ₁)时的平均化物理量φ₁，可以用公式(26)表示。

${\Phi }_1=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)·\{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2+\sqrt{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r$

$+j·\sqrt{N_1·{\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\left|h_m\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}···\left(26\right)$

噪声η_r、η_i是按照离散为1的高斯分布的变量。

下面，讲述在公式(26)中估计载波频率偏置中利用的接收信号的电力的总和远高于噪声电力的情况、即用公式(27)表示的情况。

$N·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2>>1···\left(27\right)$

在用公式(27)表示的情况下，在采样数N₁远大于时间差τ₁采样的值(N₁＞τ₁)时，用频率估计部25计算出的载波频率偏置的估计值f_est，可以用公式(28)近似。此外，θ取远小于1的值时(θ＜＜1)，利用的关系。

$f_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi \sqrt{{\tau }_1·N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2}}\sqrt{\frac{1}{N_1}+\frac{1}{{2\tau }_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }···\left(28\right)$

另外，在采样数N₁为时间差τ₁采样的值以下(N₁≤τ₁)时，可以用公式(29)近似。

$f_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi ·{\tau }_1·\sqrt{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2}}\sqrt{1+\frac{1}{2·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }···\left(29\right)$

在公式(28)、公式(29)中，η_θ是按照离散为1的高斯分布的变量。

此外，例如能够用公式(30)规定可以估计载波频率偏置的引入范围。

$-\frac{f_s}{2{\tau }_1}<f_{\mathrm{est}}<\frac{f_s}{2{\tau }_1}···\left(30\right)$

在公式(28)、公式(29)中，使τ＝τ₁、N＝N₁时，公式(28)及公式(29)就成为用∑|h_m|²置换公式(9)及公式(10)中的|h|²的公式。如前所述，在多路径衰减环境中，接收电平以一定的概率下降。可是，来自所有的发送天线的接收电平都低的概率却一般较低。因此，∑|h_m|²成为某一固定电平以下的概率、即|h|²成为某一固定电平以下的概率较低。此外，通常将该效应称作“发送分集效应”。

可是，本发明的第1实施方式中的估计载波频率偏置的方法，在多路径衰减环境中，与现有技术的估计载波频率偏置的手法相比，能够用相同的训练信号长度及相同的发送功率降低估计误差。另外，还能够用更短的训练信号长度或更低的发送功率，以相同的估计误差求出估计值。

图2及图3示出本发明的第1实施方式的技术和现有技术中的载波频率偏置的估计误差特性的比较。但是，由于估计误差呈现随机性的举动，所以用RMS(均方根：Root Mean Square)进行了评价。使调制速度为9600baud，相位差检测的间隔为8符号。另外，在第1实施方式的技术中，将发送天线数定为2。作为传输路线，假设按每个天线独立的一波雷利衰减。

在图2中，横轴表示CNR[dB]，纵轴表示载波频率偏置估计误差[Hz]。在图2中，曲线g11表示使用第1实施方式的技术时的特性，曲线g12表示使用现有技术时的特性。

在图2中，将CNR固定为10dB，使训练信号长度变化，评价了估计误差特性。对估计误差成为10Hz所需的训练信号长度加以比较后可知：在现有技术中大约需要10000符号，而使用第1实施方式的技术时却大约需要30符号。就是说，载波频率偏置估计误差为10[Hz]时，使用第1实施方式的技术后，与现有技术相比，能够将训练信号长度大约缩短到1/300的程度。

在图3中，横轴表示训练信号长度[符号(symbol)]，纵轴表示载波频率偏置估计误差[Hz]。在图3中，曲线g13表示使用第1实施方式的技术时的特性，曲线g14表示使用现有技术时的特性。

在图3中，将训练信号长度固定为54符号，使CNR变化，评价了估计误差特性。对估计误差成为10[Hz]所需的CNR加以比较后可知：在现有技术中大约需要23dB，而使用第1实施方式的技术时却大约需要8dB。就是说，载波频率偏置估计误差为10[Hz]时，使用第1实施方式的技术后，与现有技术相比，能够将发送功率大约缩短到1/30的程度。

在本实施方式中，在多个频率偏置赋予部12-1～12-M中，其中的两个以上可以赋予相同的频率偏置。这时，本实施方式的系统也能够正常动作。但是所有的频率偏置赋予部12-1～12-M都赋予相同的频率偏置时，却只能获得和现有技术相同的效果。因此，频率偏置赋予部12-1～12-M最好赋予两个以上的频率偏置。

变量β₁(n)的绝对值越大，接收信号y₁(n)受噪声的影响就越小。因此，变量β₁(n)的绝对值越大，相位差检测部23就越能够高精度地检测相位差。另外，在频率偏置赋予部12-1～12-M中，变量β₁(n)随着赋予的频率偏置变动，其变动模式不能唯一地决定。

因此，如果在平均化部24中设定不适当的平均化采样数N₁时，就只将从变量β₁(n)的绝对值较小的接收信号中检测的相位差平均化。因此，在频率估计部25中往往不能获得估计与平均化采样数N1对应的载波频率偏置的精度。

可是，在频率偏置赋予部12-1～12-M中，成为频率f₁的整数倍地赋予频率偏置后，变量β₁(n)的变动周期就一定成为f_s/f₁采样的周期。

因此，平均化部24将变量β₁(n)的1个周期即f_s/f₁采样的任意的自然数倍的N₁个采样的物理量z₁(n)平均化后，就必定包含精度较高的物理量地平均化。而且，频率估计部25能够获得估计与平均化采样数N₁对应的载波频率偏置的精度。

如前所述，变量β₁(n)的绝对值越大，就越能够高精度地检测相位差，变量β₁(n)的大小变动。因此，仅仅将检测的相位差本身单纯平均，有时就会受检测精度恶化的相位差的信息的影响。这时，在频率估计部25中就不能高精度地获得求出的载波频率偏置的估计精度。

可是，在相位差检测部23中利用延迟检波型的相位差检测时，物理量z₁(n)的相位分量，表示检测的相位差。另外，物理量z₁(n)的大小表示绝对值的平方、即检测的相位差的可靠度。

因此，在相位差检测部23中利用延迟检测型的相位差检测后，在平均化部24中自动地进行与相位差的检测精度对应的适当的平均化。因此，在频率估计部25中，能够高精度地估计载波频率偏置。

此外，在本实施方式中，讲述了在频率偏置赋予部12-1～12-M中等间隔地赋予频率偏置时的情况。但是并不局限于此。频率偏置赋予部12-1～12-M只要使赋予的所有的频率偏置都成为任意的频率f₁的任意的整数倍地赋予频率偏置即可。

另外，在本实施方式中，讲述了在相位差检测部23中使用延迟检波的情况。但是并不局限于此。相位差检测部23可以使用检测时间差τ₁采样中的相变的函数即物理量的任意的相位差检测单元。例如可以使用从存在所述训练信号的部分的所述接收信号的时间差τ₁采样中的相变中，减去训练信号的时间差中的相变，从而检测相位差本身的相位差检测单元。

另外，在本实施方式中，讲述了在平均化部24中将延迟采样数τ₁的任意的自然数倍的n₁个采样的所述物理量z₁(n)平均化的情况。但是并不局限于此。平均化采样数N₁可以使用任意的值。

另外，为了减轻相位差检测中的噪声的影响，可以在相位差检测部23的前级设置带通滤波器。

图4是表示采用本发明的第1实施方式的发送装置1的处理的流程图。

首先，训练信号序列生成部11生成用发送装置1预先规定的训练信号(步骤S11)。

接着，频率偏置赋予部12-1～12-M向被分支成为和多个发送天线14-1～14-M的数量相同数量的训练信号分配的各频率，赋予成为频率f₁的整数倍的频率偏置(步骤S12)。

再接着，无线电部13-1～13-M通过发送天线14-1～14-M，将包含具有被频率偏置赋予部12-1～12-M赋予的频率偏置的训练信号的无线电信号，发送给接收装置2(步骤S 13)。

图5是表示本发明第1实施方式的接收装置2的处理的流程图。

首先，无线电部22通过接收天线21，接收来自发送装置1的无线电信号(步骤S21)。

接着，相位差检测部23根据发送装置1发送的无线电信号所包含的训练信号和用接收装置2预先规定的训练信号，检测与用频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的物理量(步骤S22)。

再接着，平均化部24，将在步骤S22中检测的物理量平均化后，计算出平均化物理量(步骤S23)。

最后，频率估计部25根据平均化物理量，估计载波频率偏置(步骤S24)。

(第2实施方式)

下面，参照附图，讲述本发明的第2实施方式。

图6是表示本实施方式的无线电通信系统200的简要方框图。

另外，图7是表示无线电通信系统200中的发送信号格式的一个例子的图。

图6所示的无线电通信系统200，具备发送装置3和接收装置4。

发送装置3具备第1训练信号序列生成部31、第1频率偏置赋予部32-1～32-M、第2训练信号序列生成部33、第2频率偏置赋予部34-1～34-M、无线电部35-1～35-M、发送天线36-1～36-M。此外，M是2以上的整数。

第1训练信号序列生成部31，生成预先规定的第1序列的训练信号，向第1频率偏置赋予部32-1～32-M输出。

第1频率偏置赋予部32-1～32-M分别将成为任意的频率f1的任意整数倍的频率偏置赋予第1训练信号序列生成部31生成的第1序列的训练信号后，向无线电部35-1～35-M输出。

第2训练信号序列生成部33，生成预先规定的第2序列的训练信号，向第2频率偏置赋予部34-1～34-M输出。

第2频率偏置赋予部34-1～34-M将所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置赋予第2训练信号序列生成部33生成的第2序列的训练信号后，向无线电部35-1～35-M输出。

无线电部35-1～35-M将第1训练信号序列生成部31生成、被第1频率偏置赋予部32-1～32-M赋予了频率偏置的第1序列的训练信号及第2训练信号序列生成部33生成、被第2频率偏置赋予部34-1～34-M赋予了频率偏置的第2序列的训练信号时分复用后，进行模拟变换及频率变换，向发送天线36-1～36-M输出。

发送天线36-1～36-M将从无线电部35-1～35-M输出的无线电信号，发送给接收装置4。

例如就像图7所示的发送信号格式那样，第1序列的训练信号50和第2序列的训练信号60，各自的信号在时间上互不重叠地在发送数据部70之前连续发送。此外，在图7中，横轴表示时间轴。在图7所示的发送信号格式中，示出按照第1序列的训练信号50、第2序列的训练信号60、数据部70的信息的顺序发送的信号格式。

下面，讲述与发送装置3的构成要素的连接和信号的传递。

第1训练信号序列生成部31的输出端子，与各第1频率偏置赋予部32-1～32-M的输入端子连接。第1训练信号序列生成部31将生成的第1序列的训练信号分支后，向各第1频率偏置赋予部32-1～32-M输出。

第1频率偏置赋予部32-1～32-M的输入端子，与第1训练信号序列生成部31的输出端子连接；输出端子与无线电部33-1～33-M的第1输入端子一对一地连接。第1频率偏置赋予部32-1～32-M分别将频率偏置赋予所输入的第1序列的训练信号后，向无线电部35-1～35-M输出。

第2训练信号序列生成部33的输出端子，与各第2频率偏置赋予部34-1～34-M的输入端子连接。第2训练信号序列生成部33将生成的第2序列的训练信号分支后，向各第2频率偏置赋予部34-1～34-M输出。

第2频率偏置赋予部34-1～34-M的输入端子，与第2训练信号序列生成部33的输出端子连接；输出端子与无线电部35-1～35-M的第2输入端子一对一地连接。第2频率偏置赋予部34-1～34-M分别将频率偏置赋予所输入的第2序列的训练信号后，向无线电部35-1～35-M输出。

无线电部35-1～35-M的第1输入端子，与频率偏置赋予部32-1～32-M的输出端子连接；第2输入端子，与频率偏置赋予部34-1～34-M的输出端子连接。另外，无线电部35-1～35-M的输出端子与发送天线36-1～36-M的输入端子一对一地连接。无线电部35-1～35-M对输入的、被赋予了各频率偏置的训练信号进行变换，生成无线电信号，通过发送天线36-1～36-M，将无线电信号向接收装置4发送。

接收装置4具备接收天线41、无线电部42、第1相位差检测部43、第1平均化部44、第2相位差检测部45、第2平均化部46、频率估计部47。

接收天线41接收发送装置3发送的无线电信号，向无线电部42输出。

无线电部42对用接收天线41接收的无线电信号进行频率变换及数字变换，生成接收信号，向第1相位差检测部43及第2相位差检测部45输出。

第1相位差检测部43对从无线电部42输入的接收信号和预先规定的第1序列的训练信号进行比较，检测时间差T₁中的相变的函数即第1物理量，向第1平均化部44输出。

为了避免噪声的影响，第1平均化部44将所输入的第1物理量平均化，向频率估计部47输出第1平均化物理量。

第2相位差检测部45对从无线电部42输入的接收信号和预先规定的第2序列的训练信号进行比较，检测比时间差T₁短的时间差T₂中的相变的函数即第2物理量，向第2平均化部46输出。

为了避免噪声的影响，第2平均化部46将所输入的第2物理量平均化，向频率估计部47输出第2平均化物理量。

频率估计部47根据用第1平均化部44平均化的第1平均化物理量及用第2平均化部46平均化的第2平均化物理量，估计载波频率偏置。

接着，讲述与接收装置4的构成要素的连接和信号的传递。

接收天线41的输出端子，与无线电部42的输入端子连接。接收天线41向无线电部42输出接收的无线电信号。

无线电部42的输入端子，与接收天线41的输出端子连接；输出端子与第1相位差检测部43的输入端子和第2相位差检测部45的输入端子连接。无线电部42将根据用接收天线41接收的无线电信号生成的接收信号，向第1相位差检测部43及第2相位差检测部45输出。

第1相位差检测部43的输入端子，与无线电部42的输出端子连接；输出端子与第1平均化部44连接。第1相位差检测部43抽出无线电部42输入的接收信号所包含的第1序列的训练信号的部分，向第1平均化部44输出用和预先规定的第1序列的训练信号进行比较后求出的相变的函数表示的物理量。

第1平均化部44的输入端子，与第1相位差检测部43的输出端子连接；输出端子与频率估计部47的第1输入端子连接。第1平均化部44对从第1相位差检测部43输入的物理量进行平均化处理，将求出的平均化物理量向频率估计部47输出。

第2相位差检测部45的输入端子，与无线电部42的输出端子连接；输出端子与第2平均化部46连接。第2相位差检测部45抽出无线电部42输入的接收信号所包含的第2序列的训练信号的部分，向第2平均化部46输出用和预先规定的第2序列的训练信号进行比较后求出的相变的函数表示的物理量。

第2平均化部46的输入端子，与第2相位差检测部45的输出端子连接；输出端子与频率估计部47的第2输入端子连接。第2平均化部46对从第2相位差检测部45输入的物理量进行平均化处理，将求出的平均化物理量向频率估计部47输出。

频率估计部47的第1输入端子，与第1平均化部44的输出端子连接；第2输入端子与第2平均化部46的输出端子连接。频率估计部47根据分别输入的平均化物理量，估计载波频率偏置，输出其结果。

在本发明的第1实施方式的估计载波频率偏置的手法中，根据公式(14)、公式(19)及公式(27)的关系，当发送天线数M较大时，相变估计时的延迟采样数τ₁增大，引入频率范围受到限制。

因此，在第2实施方式中，与第1实施方式涉及的估计载波频率偏置的手法相比，在发送装置3中，还具备第2训练信号序列生成部33和将频率偏置赋予所生成的第2训练信号序列的第2频率偏置赋予部34-1～34-M。另外，接收装置4还具备利用第2序列的训练信号后以较小的延迟采样数检测第2相变的第2相位差检测部45和将检测的第2相变平均化的第2平均化部46。这样，在第2实施方式中，能够实现宽广的引入范围。

下面，使用数学式，讲述本发明的第2实施方式中的载波频率偏置估计系统的动作原理。

第1训练信号序列生成部31进行和训练信号序列生成部11相同的动作。第1频率偏置赋予部32-1～32-M进行和频率偏置赋予部12-1～12-M相同的动作。第1相位差检测部43进行和相位差检测部23相同的动作。第1平均化部44进行和平均化部24相同的动作。因此，在第2实施方式中，获得在第1实施方式中叙及的公式(20)、公式(21)或公式(25)、公式(26)所示的第1平均化物理量φ₁。

设采样编号为n，第2训练信号序列生成部33生成的第2序列的训练信号为s₂(n)。用频率偏置赋予部34-M赋予了频率偏置的第2训练信号x_2m(n)，被以赋予的频率偏置是用频率f₂表示的间隔、等间隔排列地赋予频率偏置时，可以用公式(31)表示。式中，m表示从1到M的自然数。

$x_{2m}\left(n\right)=s_2\left(n\right)·\exp (j·2\pi ·\frac{m·f_2}{f_s}·n)···\left(31\right)$

在公式(31)中，f_s是采样频率。

以下，为使说明简洁，都用采样单位进行讲述。

这时，用接收天线41接收、用无线电部42进行频率变换及数字变换，由其结果生成的接收信号y₂(n)，能够用公式(32)表示。

在公式(32)中，h_m是发送天线36-m(m表示从1到M的自然数)和接收天线41之间的复数振幅响应；Δf是发送装置3和接收装置4之间的载波频率偏置；f_s是采样频率；η₂(n)表示按每个采样不相关，且按照平均电力量成为1的复数高斯分布的噪声。

另外，关于训练信号s(n)，如果使之成为s₂(n)，则公式(32)就成为用随时变动的变量β₂(n)置换公式(1)的相位振幅响应h后的公式。可以将β₂(n)视为相当于相位振幅响应的变量，能够用公式(33)表示。

${\beta }_2\left(n\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_m·\exp (j·2\pi ·\frac{m.f_2}{f_s}·n)···\left(33\right)$

在本发明的第2实施方式的载波频率偏置估计系统中，能够兼顾较宽的引入范围和较高的估计精度。因此，第2相位差检测部45、第2平均化部46、频率估计部47计算出载波频率偏置的粗估计值f’_est。然后，第1相位差检测部43、第1平均化部44、频率估计部47进一步估计除去载波频率偏置的粗估计值f’_est的影响后剩下的载波频率偏置。

第2相位差检测部45、第2平均化部46、频率估计部47使用接收无线电信号后生成的接收信号y₂(n)和预先规定的第2训练信号序列生成部33生成的第2序列的训练信号s₂(n)，计算出载波频率偏置的粗估计值f’_est。然后，频率估计部47使用所获得的载波频率偏置的粗估计值f’_est和第1平均化物理量φ₁，根据公式(34)，获得载波频率偏置估计值f_est。

$f_{\mathrm{est}}=f_{\mathrm{est}}^{\prime }+\frac{f_s}{2\pi ·{\tau }_1}·{\mathrm{tam}}^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[{\Phi }_1^{\prime }\right]}{\mathrm{Re}\left[{\Phi }_1^{\prime }\right]}\right)···\left(34\right)$

在公式(34)中，变量φ’₁是补偿与载波频率偏置的粗估计值f’_est对应的相变后剩下的时间差τ₁采样中的相变的物理量的平均。

就是说，可以用公式(35)表示变量φ’₁。

${\Phi }_1^{\prime }={\Phi }_1·\exp (j·2\pi ·\frac{f_{\mathrm{est}}^{\prime }}{f_s}·{\tau }_1)···\left(35\right)$

载波频率偏置的粗估计值f’_est受到第2序列训练信号中被赋予的频率偏置的影响及噪声η₂(n)的影响而产生误差。以下，为使说明简洁，忽略噪声η₂(n)的影响，只考虑频率偏置的影响导致的估计误差。

在第2相位差检测部45中利用延迟检波型的相位差检测时，延迟采样数τ₂采样(但是τ₂＝f_sT₂)中的相变z₂(n)，可以用公式(36)表示。

$z_2\left(n\right)={s_2}^{*}\left(n\right)·s_2(n-{\tau }_2)·y_2\left(n\right)·{y_2}^{*}(n-{\tau }_2)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_2)·{\beta }_2\left(n\right)·{{\beta }_2}^{*}(n-{\tau }_2)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_2)·\{\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2·\exp (j·2\pi ·\frac{m·f_2}{f_s}·{\tau }_2)$

$+\underset{i=1}{\overset{M-1}{\Sigma }}\underset{k=i+1}{\overset{M-1}{\Sigma }}{h}_{k-i}·{h_k}^{*}·\exp (j·2\pi ·\frac{k·f_2}{f_s}·{\tau }_2)·\exp (j·2\pi ·\frac{(k-i)·f_2}{f_s}·n)$

$+\underset{i=2}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}{h}_{k-i}·{h_k}^{*}·\exp (j·2\pi ·\frac{k·f_2}{f_s}·{\tau }_2)·\exp (j·2\pi ·\frac{(k-i)·f_2}{f_s}·n)\}...\left(36\right)$

第2平均化部46将变量β₂(n)的1周期的f_s/f₂采样的任意的自然数倍的N₂个采样的第2物理量z₂(n)平均化，计算出第2平均化物理量φ₂。第2平均化物理量φ₂，可以用公式(37)表示。

${\Phi }_2=\underset{n=1}{\overset{N_2}{\Sigma }}{z}_2\left(n\right)$

$=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_2)·\{\underset{n=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_m\right|}^2·\exp (j·2\pi ·\frac{m·f_2}{f_s}·{\tau }_2)\}...\left(37\right)$

在第2相位差检测部45中利用延迟检波型的相位差检测时，频率估计部47根据公式(38)，计算载波频率偏置的粗估计值f’_est。

${f^{\prime }}_{\mathrm{est}}=\frac{f_s}{2\pi ·{\tau }_2}·\mathrm{ta}{n}^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[{\Phi }_2\right]}{\mathrm{Re}\left[{\Phi }_2\right]}\right)...\left(38\right)$

另外，用公式(39)规定载波频率偏置的粗估计值f’_est的可以估计的引入范围。

$-\frac{f_s}{2{\tau }_2}<f_{\mathrm{est}}^{\prime }<\frac{f_s}{2{\tau }_2}...\left(39\right)$

此外，在第2实施方式中，为了使公式(39)所示的估计载波频率偏置的粗估计值f’_est的引入范围大于公式(30)所示的第1实施方式中的载波频率偏置估计部25的引入范围，而设定成为τ₂＞τ₁。

第2实施方式的使用第2平均化物理量φ₂的载波频率偏置估计，和第2实施方式的使用第1平均化物理量φ₁的载波频率偏置估计不同，即使天线数M较多，也能够在延迟采样数τ₂中使用较小的值。

因此，能够充分扩大公式(39)所示的引入范围。

此外，本发明的第2实施方式中的载波频率偏置的估计精度，和第1实施方式相同。就是说，即使采用第2实施方式时，也能够获得和用图2及图3讲述的第1实施方式效果同样的效果。

在本实施方式中，多个第2频率偏置赋予部34-1～34-M，其中的两个以上可以赋予相同的频率偏置。这时，本实施方式的系统也能够正常动作。但是，所有的第2频率偏置赋予部34-1～34-M都赋予相同的频率偏置时，就只能获得和第1实施方式相同的效果。因此，第2频率偏置赋予部34-1～34-M最好赋予两个以上的频率偏置。

另外，根据公式(34)、公式(36)，在接收电平h_M远大于其他的接收电平h₁～h_M-1时，f’_est的估计误差最大。这时的估计误差成为M·f₂。就是说，成为用第2频率偏置赋予部34-1～34-M赋予的频率偏置的绝对值的最大值。

因此，使第2频率偏置赋予部34-1～34-M赋予的所有的频率偏置都在第1实施方式中的使用了第1平均化物理量φ₁的载波频率偏置估计的引入范围内地赋予频率偏置。就是说，使赋予的所有的频率偏置的绝对值都小于f_s/2τ₁地赋予频率偏置。这样，能够兼顾较宽的引入范围和较高的估计精度。

在第2频率偏置赋予部34-1～34-M中，使赋予的所有的频率偏置都成为任意的频率f₂的整数倍地赋予频率偏置。这样，能够用f_s/f₂采样使变量β₂(n)的值变动。进而，在第2平均化部46中，将变量β₂(n)的变动周期的1周期即f_s/f₂采样的任意的自然数倍的N₂个采样的第2物理量z₂(n)平均化。这样，就必定包含精度较高的物理量地平均化。因此，频率估计部47能够提高估计与平均化采样数N₂对应的载波频率偏置的精度。

在第2相位差检测部45中利用延迟检测型的相位差检测时，物理量z₂(n)的相位分量，表示检测的相位差。另外，振幅分量表示变量β₂(n)的绝对值的平方、即检测的相位差的可靠度。

因此，在第2相位差检测部45中通过利用延迟检测型的相位差检测，在第2平均化部46中就自动地进行与相位差的检测精度对应的适当的平均化。因此，在频率估计部47中，能够高精度地估计载波频率偏置。

在本实施方式中，讲述了在第2相位差检测部45中使用延迟检波时的一种实施方式。但是并不局限于此。第2相位差检测部45可以使用检测时间差τ₂采样中的相变的函数即第2物理量的任意的单元。例如可以使用从存在第2序列的训练信号的部分的接收信号的时间差τ₂采样中的相变中，减去第2序列的训练信号的时间差中的相变，从而求出相位差本身的相位差检测单元。使用这种相位差检测单元后，由于能够只用加减法进行相位检测涉及的运算，所以能够简化电路结构。

在本实施方式中，讲述了在第2平均化部46中将变量β₂(n)的1周期的f_s/f₂采样的任意的自然数倍的N₂个采样的第2物理量z₂(n)平均化的情况。但是并不局限于此。平均化采样数N₂可以使用任意的值。

另外，为了减轻相位差检测中的噪声的影响，可以在第1相位差检测部43及第2相位差检测部45的前级设置带通限制滤波器。

另外，讲述了在用图7讲述的发送信号格式中，第1序列的训练信号50及第2序列的训练信号60，各自的信号在时间上互不重叠地在发送数据部70之前连续发送的情况。但是并不局限于此。如果第1序列的训练信号50及第2序列的训练信号60在时间上互不重叠，可以分配任意的时间。

另外，在图7的讲述中，讲述了第1序列的训练信号50和第2序列的训练信号60被时分复用的情况。但是并不局限于此。例如可以使用频分复用或码分复用等，将第1序列的训练信号50和第2序列的训练信号60复用。

图8是表示采用本发明的第2实施方式的发送装置3的处理的流程图。

首先，第1训练信号序列生成部31生成用发送装置3预先规定的第1序列的训练信号(步骤S31)。

接着，第2训练信号序列生成部33生成用发送装置3预先规定的第2序列的训练信号(步骤S32)。

第1频率偏置赋予部32-1～32-M向被分支成为和多个发送天线36-1～36-M的数量相同数量的第1序列的训练信号分配的各频率，赋予成为频率f₁的整数倍的频率偏置(步骤S33)。

再接着，第2频率偏置赋予部34-1～34-M将所有的频率偏置的绝对值都小于时间差T₁的倒数的一半值的频率偏置，赋予被分支成为和多个发送天线36-1～36-M的数量相同数量的第2序列的训练信号分配的各频率(步骤S34)。具体地说，第2频率偏置赋予部34-1～34-M使所有的频率偏置之差的绝对值成为频率f₂的整数倍地赋予频率偏置。

接着，无线电部35-1～35-M将具有被第1频率偏置赋予部32-1～32-M赋予的频率偏置的第1序列的训练信号和具有被第2频率偏置赋予部34-1～34-M赋予的频率偏置的第2序列的训练信号时分复用后，作为无线电信号，通过发送天线36-1～36-M，发送给接收装置4(步骤S35)。

此外，在图8的讲述中，讲述了在步骤S31的处理后进行步骤S32的处理、在步骤S33的处理后进行步骤S34的处理的情况。但是并不局限于此。例如可以在步骤S32的处理后进行步骤S31的处理，在步骤S34的处理后进行步骤S33的处理。此外，还可以同时进行步骤S31的处理和步骤S32的处理，并同时进行步骤S33的处理和步骤S34的处理。

图9是表示采用本发明的第2实施方式的接收装置4的处理的流程图。

首先，无线电部42通过接收天线41，接收来自发送装置3的无线电信号(步骤S41)。

接着，第1相位差检测部43根据发送装置3发送的无线电信号所包含的第1序列的训练信号和用接收装置4预先规定的第1序列的训练信号，检测与用频率f₁的倒数表示的时间的自然数倍的时间差T₁中的相变对应的第1物理量(步骤S42)。

再接着，第2相位差检测部45根据发送装置3发送的无线电信号所包含的第2序列的训练信号和用接收装置4预先规定的第2序列的训练信号，检测与比时间差T₁短的时间差T₂中的相变对应的第2物理量(步骤S43)。

接着，第1平均化部44通过将在步骤S42中检测的第1物理量平均化，计算出第1平均化物理量(步骤S44)。

再接着，第2平均化部46通过将在步骤S43中检测的第2物理量平均化，计算出第2平均化物理量(步骤S45)。具体地说，第2平均化部46在频率f₂的倒数的自然数倍的时间的范围内将第2物理量平均化。

最后，频率估计部47根据在步骤S44中计算出的第1平均化物理量和在步骤S45中计算出的第2平均化物理量，估计载波频率偏置(步骤S46)。

此外，在图9的讲述中，讲述了在步骤S42的处理后进行步骤S43的处理、在步骤S44的处理后进行步骤S45的处理的情况。但是并不局限于此。例如可以在步骤S43的处理后进行步骤S42的处理，在步骤S45的处理后进行步骤S44的处理。此外，可以同时进行步骤S42的处理和步骤S43的处理，并同时进行步骤S44的处理和步骤S45的处理。

(第3实施方式)

下面，参照附图，讲述本发明的第3实施方式。

图10是表示本发明的第3实施方式的接收装置7的简要方框图。

和接收装置7通信的发送装置，与第1实施方式的发送装置(图1)相同，构成要素、构成要素的连接及信号的传递也与第1实施方式相同。

接收装置7具备接收天线71-1～71-L₁、无线电部72-1～72-L₂、相位差检测部73-1～73-L₃、平均化部74-1～74-L₄、频率估计部75-1～75-L₅、信号选择/合成部76-1～76-5。

接收天线71-1～71-L₁，接收发送装置1发送的无线电信号，向信号选择/合成部76-1输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部76-1对接收天线71-1～71-L₁接收的无线电信号进行选择或合成，向无线电部72-1～72-L₂输出。

无线电部72-1～72-L₂对信号选择/合成部76-1输出的无线电信号进行频率变换及数字变换，生成接收信号，向信号选择/合成部76-2输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部76-2对用无线电部72-1～72-L₂生成的接收信号进行选择或合成，向相位差检测部73-1～73-L₃输出。

相位差检测部73-1～73-L₃对用信号选择/合成部76-1生成的接收信号和预先规定的序列的训练信号加以比较，检测用频率f₁的倒数表示的时间的任意的自然数倍的时间差T₁中的相变的函数表示的物理量，向信号选择/合成部76-3输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部76-3对从相位差检测部73-1～73-L₃输出的物理量进行选择或合成，向平均化部74-1～74-L₄输出。

为了避免噪声的影响，平均化部74-1～74-L₄将从信号选择/合成部76-3输出的物理量平均化，向信号选择/合成部76-4输出平均化物理量。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部76-4对从平均化部74-1～74-L₄输出的平均化物理量进行选择或合成，向频率估计部75-1～75-L₅输出。

频率估计部75-1～75-L₅根据从信号选择/合成部76-4输出的平均化物理量，估计载波频率偏置，向信号选择/合成部76-5输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部76-5选择或合成用频率估计部75-1～75-L₅估计的载波频率偏置。

此外，在本实施方式中，接收天线的数量L₁是1时，或者接收天线的数量L₁和无线电部的数量L₂相同时，可以省略信号选择/合成部76-1。

另外，无线电部的数量L₂是1时，或者无线电部的数量L₂和相位差检测部的数量L₃相同时，可以省略信号选择/合成部76-2。

另外，相位差检测部的数量L₃是1时，或者相位差检测部的数量L₃和平均化部的数量L₄相同时，可以省略信号选择/合成部76-3。

另外，平均化部的数量L₄是1时，或者平均化部的数量L₄和频率估计部的数量L₅相同时，可以省略信号选择/合成部76-4。

另外，频率估计部的数量L₅是1时，可以省略信号选择/合成部76-5。

信号选择/合成部76-1～76-5选择输入的5个信号中电平高的3个信号后输出，或者将输入的6个信号两个两个地分开，分别合成后输出3个信号。

在本发明的第1实施方式的估计载波频率偏置的手法中，尽管由于发送天线数为两个以上，可以获得发送分集效应，但是由于接收天线是一个，所以不能够获得接收分集效应。

因此，在第3实施方式中，与第1实施方式相比，设置了多个接收天线。另外，还具备选择或合成多个接收天线71-1～71-L₁接收的多个无线电信号的信号选择/合成部76-1。另外，还具备选择或合成由无线电信号生成的多个接收信号的信号选择/合成部76-2。

另外，还具备选择或合成用根据接收信号算出的相变的函数表示的多个物理量的信号选择/合成部76-3。还具备选择或合成将用相变的函数表示的物理量平均化的多个平均化物理量的信号选择/合成部76-4。另外，还具备选择或合成根据平均化物理量估计的多个载波频率偏置的信号选择/合成部76-5。

这样，利用接收分集效应，实现载波频率偏置估计的更高的精度。

下面，使用数学式，讲述本发明的第3实施方式中的载波频率偏置估计系统的动作原理。以下，为使说明简洁，讲述接收天线的数量L₁、无线电部的数量L₂、相位差检测部的数量L₃、平均化部的数量L₄分别为L、频率估计部的数量L₅是1的情况。另外，还讲述省略信号选择/合成部76-1、76-2、76-3、76-5的情况。下面，参照图11，讲述具有这种结构的接收装置7a。

图11是表示接收装置7a的简要方框图。在这里，讲述信号选择/合成部76-4将平均化部74-1(1表示从1到L的自然数)计算出的平均化物理量φ₁₁作为加权系数1单纯合成的情况。

接收天线71-1～71-L分别进行和接收天线21相同的动作。另外，无线电部72-1～72-L分别进行和无线电部22相同的动作。另外，相位差检测部73-1～73-L分别进行和相位差检测部23相同的动作。另外，平均化部74-1～74-L分别进行和平均化部24相同的动作。

这样，和公式(25)、公式(26)同样，可以用公式(40)、公式(41)表示用平均化部74-1(1表示从1到L的自然数)计算出的平均化物理量φ₁₁。

${\Phi }_{11}=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)\{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\sqrt{(2N_1-{\tau }_1)·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r+j·\sqrt{{\tau }_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}...\left(40\right)$

${\Phi }_{11}=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)\{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\sqrt{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r+j·\sqrt{N_1·\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}$

                            …(41)

在公式(40)、公式(41)中，h_m1表示发送天线14-m(m表示从1到M的自然数)和接收天线71-1(1表示从1到L的自然数)之间的复数振幅响应。

信号选择/合成部76-4将平均化部74-1(1表示从1到L的自然数)计算出的平均化物理量φ₁₁作为加权系数1单纯合成。因此，合成后的平均化物理量φ₁₁，分别用公式(42)、公式(43)表示。

${\Phi }_{11}=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)\{N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\sqrt{(2N_1-{\tau }_1)·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r+j·\sqrt{{\tau }_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}$

                           …(42)

${\Phi }_1=\exp (j·2\pi ·\frac{\mathrm{\Delta f}}{f_s}·{\tau }_1)\{N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\sqrt{N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_r+j·\sqrt{N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}1}\right|}^2+\frac{N_1}{2}}·{\eta }_i\}$

                           …(43)

频率估计部75-1进行和频率估计部25相同的动作。因此，用频率估计部75-1计算出的载波频率偏置的估计值f_est，在估计载波频率偏置时利用的接收电力的总和远大于噪声电力时，可以分别用公式(44)、公式(45)近似。

${\mathrm{\Delta f}}_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi ·\sqrt{{\tau }_1·N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2}}\sqrt{\frac{1}{N_1}+\frac{1}{{2\tau }_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }...\left(44\right)$

${\mathrm{\Delta f}}_{\mathrm{est}}\approx \mathrm{\Delta f}+\frac{f_s}{2\pi ·{\tau }_1·\sqrt{N_1·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2}}\sqrt{1+\frac{1}{2·\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{\left|h_{\mathrm{ml}}\right|}^2}}·{\eta }_{\theta }...\left(45\right)$

公式(42)、公式(43)是分别将公式(28)、公式(29)的∑|h_m|²置换成为∑∑|h_m1|²后的公式。一般地说，发送天线和接收天线之间的复数振幅响应分别独立地变化。因此，∑∑|h_m1|²成为某一固定电平以下的概率，低于∑|h_m|²成为某一固定电平以下的概率。此外，通常将该效应称作“接收分集效应”。

因此，本发明的第3实施方式中的估计载波频率偏置的方法，在多路径衰减环境中，与第1实施方式中的估计载波频率偏置的手法相比，能够用相同的训练信号长度及相同的发送功率降低估计误差。另外，还能够用更短的训练信号长度或更低的发送功率，以相同的估计误差求出估计值。

图12及图13示出本发明的第3实施方式的技术和现有技术中的载波频率偏置的估计误差特性的比较。但是，由于估计误差呈现随机性的举动，所以用RMS进行了评价。使调制速度为9600baud，相位差检测的间隔为8符号。另外，在第3实施方式中，将发送天线数定为2，接收天线数定为2。此外作为传输路线，假设按每个天线独立的一波雷利衰减。

在图12中，横轴表示CNR[dB]，纵轴表示载波频率偏置估计误差[Hz]。在图12中，曲线g31表示使用第3实施方式的技术时的特性，曲线g32表示使用现有技术时的特性。

在图12中，将CNR固定为10dB，使训练信号长度变化，评价了估计误差特性。对估计误差成为10Hz所需的训练信号长度加以比较后可知：在现有技术中大约需要10000符号，而使用第3实施方式的技术时却大约只需要20符号。就是说，载波频率偏置估计误差为10[Hz]时，使用第3实施方式的技术后，与现有技术相比，能够将训练信号长度大约缩短到1/500的程度。

此外，与第1实施方式的技术相比，第3实施方式的技术能够将训练信号长度大约缩短到2/3的程度。

在图13中，横轴表示训练信号长度[符号]，纵轴表示载波频率偏置估计误差[Hz]。在图13中，曲线g33表示使用第3实施方式的技术时的特性，曲线g34表示使用现有技术时的特性。

在图13中，将训练信号长度固定为54符号，使CNR变化，评价了估计误差特性。对估计误差成为10[Hz]所需的CNR加以比较后可知：在现有技术中大约需要23dB，而使用第3实施方式的技术时却大约需要2dB。就是说，载波频率偏置估计误差为10[Hz]时，使用第3实施方式的技术后，与现有技术相比，能够将发送功率大约缩短到1/120的程度。

此外，与第1实施方式的技术相比，第3实施方式的技术能够将发送功率大约缩短到1/4的程度。

(第4实施方式)

下面，参照附图，讲述本发明的第4实施方式。

图14是表示本发明的第4实施方式的发送装置8的简要方框图。和接收装置8通信的发送装置，与第2实施方式的发送装置3相同，构成要素、构成要素的连接及信号的传递也与第2实施方式相同。

接收装置8具备接收天线81-1～81-L₁、无线电部82-1～82-L₂、第1相位差检测部83-1～83-L₃、第1平均化部84-1～84-L₄、第2相位差检测部85-1～85-L₆、第2平均化部86-1～86-L₇、频率估计部75-1～75-L₅、信号选择/合成部88-1～88-57。

接收天线81-1～81-L₁，接收发送装置3发送的无线电信号，向信号选择/合成部88-1输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-1对接收天线81-1～81-L₁接收的无线电信号进行选择或合成，向无线电部82-1～82-L₂输出。

无线电部82-1～82-L₂对信号选择/合成部88-1输出的无线电信号进行频率变换及数字变换，生成接收信号，向信号选择/合成部88-2输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-2对用无线电部82-1～82-L₂生成的接收信号进行选择或合成，向第1相位差检测部83-1～83-L₃、第2相位差检测部85-1～85-L₆输出。

第1相位差检测部83-1～83-L₃对用信号选择/合成部88-1生成的接收信号和预先规定的第1序列的训练信号进行比较，检测用时间差T₁中的相变的函数表示的物理量，向信号选择/合成部88-3输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-3对从第1相位差检测部83-1～83-L₃输出的第1物理量进行选择或合成，向第1平均化部84-1～84-L₄输出。

为了避免噪声的影响，第1平均化部84-1～84-L₄将从信号选择/合成部88-3输出的第1物理量平均化，向信号选择/合成部88-4输出第1平均化物理量。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-4对从第1平均化部84-1～84-L₄输出的第1平均化物理量进行选择或合成，向频率估计部75-1～75-L₅输出。

第2相位差检测部85-1～85-L₆对用信号选择/合成部88-1生成的接收信号和预先规定的第2序列的训练信号进行比较，检测用比时间差T₁短的时间差T₂中的相变的函数表示的第2物理量，向信号选择/合成部88-5输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-5对从第2相位差检测部85-1～85-L₆输出的第2物理量进行选择或合成，向第2平均化部86-1～86-L₇输出。

为了避免噪声的影响，第2平均化部86-1～86-L₇将从信号选择/合成部88-5输出的第2物理量平均化，向信号选择/合成部88-6输出第2平均化物理量。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-6对从第2平均化部86-1～86-L₇输出的第2平均化物理量进行选择或合成，向频率估计部75-1～75-L₅输出。

频率估计部75-1～75-L₅根据从信号选择/合成部88-4输出的第1平均化物理量及从信号选择/合成部88-6输出的第2平均化物理量，估计载波频率偏置，向频率估计部75-1～75-L₅输出。

为了避免接收分集效应导致的噪声的影响，信号选择/合成部88-7选择或合成用频率估计部75-1～75-L₅估计的载波频率偏置。

在本实施方式中，接收天线的数量L₁是1时，或者接收天线的数量L₁和无线电部的数量L₂相同时，可以省略信号选择/合成部88-1。

另外，无线电部的数量L₂是1时，或者无线电部的数量L₂和第1相位差检测部的数量L₃及第2相位差检测部的数量L₆相同时，可以省略信号选择/合成部88-2。

另外，第1相位差检测部的数量L₃是1时，或者第1相位差检测部的数量L₃和第1平均化部的数量L₄相同时，可以省略信号选择/合成部88-3。

另外，第1平均化部的数量L₄是1时，或者第1平均化部的数量L₄和频率估计部的数量L₅相同时，可以省略信号选择/合成部88-4。

另外，第2相位差检测部的数量L₆是1时，或者第2相位差检测部的数量L₆和第2平均化部的数量L₇相同时，可以省略信号选择/合成部88-5。

另外，第2平均化部的数量L₇是1时，或者第2平均化部的数量L₇和频率估计部的数量L₅相同时，可以省略信号选择/合成部88-6。

另外，频率估计部的数量L₅是1时，可以省略信号选择/合成部88-7。

在本发明的第2实施方式的估计载波频率偏置的手法中，尽管由于发送天线数为两个以上，可以获得发送分集效应，但是由于接收天线是一个，所以不能够获得接收分集效应。

因此，在第4实施方式中，与第2实施方式相比，设置了多个接收天线。另外，还具备选择或合成接收天线81-1～81-L₁接收的多个无线电信号的信号选择/合成部88-1。另外，还具备选择或合成由无线电信号生成的多个接收信号的信号选择/合成部88-2。另外，还具备选择或合成用根据接收信号算出的相变的函数表示的多个第1物理量的信号选择/合成部88-3、88-5。

另外，还具备选择或合成将用相变的函数表示的第1物理量平均化的多个第1平均化物理量的信号选择/合成部84-1、86-1。另外，还具备选择或合成用根据接收信号算出的相变的函数表示的多个第2物理量、将用相变的函数表示的第2物理量平均化的多个第2平均化物理量的信号选择/合成部88-4、88-6。另外，还具备选择或合成根据第1平均化物理量及第2平均化物理量估计的多个载波频率偏置的信号选择/合成部88-7。

因此，可以和第3实施方式同样，利用接收分集效应，实现载波频率偏置估计的更高的精度。

此外，本发明的第2实施方式中的载波频率偏置估计系统的估计精度，和第3实施方式同样。

在上述各实施方式中，适当地将频率偏置赋予多个发送天线发送的预先规定的信号序列的训练信号。这样，能够避免接收电平的下降。另外，通过检测使用了该序列的训练信号的适当的相位差，能够避免赋予频率偏置导致的估计精度的劣化。而且，在多路径环境中也能够用较少的平均化采样数高精度地估计载波频率偏置。

此外，本发明并不局限于上述各实施方式，可以在不违背本发明的宗旨的范围内加以变更。本发明的无线电通信系统中的发送装置的发送天线，最好按照每个无线电信号独立。

或者，在从相同的发送天线发送由多个无线电部(发送部)生成的多个无线电信号的无线电通信系统中，也能够应用本发明。这时，从发送天线到接收天线，都有多个无线电信号通过。在包含天线的传输特性中，如果从相同的发送天线发送的多个无线电信号都不是成为同一条件的传输特性，就能够期待本发明的效果。

此外，本发明的发送装置，相当于发送装置1及发送装置3。

另外，本发明的第1训练信号序列生成部，相当于训练信号序列生成部11及第1训练信号序列生成部31。

另外，本发明的第1频率偏置赋予部，相当于频率偏置赋予部12-1～12-M及第1频率偏置赋予部32-1～32-M。

另外，本发明的发送部，相当于发无线电部13-1～13-M及无线电部35-1～35-M。

另外，本发明的发送天线，相当于发送天线14-1～14-M及发送天线36-1～36-M。

另外，本发明的第1序列的训练信号，相当于第1实施方式中的预先规定的序列的训练信号及第2实施方式中的第1序列的训练信号。

另外，本发明的第1物理量，相当于第1实施方式中的物理量及第2实施方式中的第1物理量。

另外，本发明的第1平均化物理量，相当于第1实施方式中的平均化物理量及第2实施方式中的第1平均化物理量。

另外，本发明的接收装置，相当于接收装置2及接收装置4。

另外，本发明的接收天线，相当于接收天线21及接收天线41。

另外，本发明的接收部，相当于无线电部22及无线电部42。

另外，本发明的第1相位差检测部，相当于相位差检测部23及第1相位差检测部43。

另外，本发明的第1平均化部，相当于平均化部24及第1平均化部44。

另外，本发明的第2相位差检测部，相当于第2相位差检测部45。

另外，本发明的第2平均化部，相当于第2平均化部46。

另外，本发明的频率估计部，相当于频率估计部25及频率估计部47。

另外，本发明的信号选择/合成部，相当于信号选择/合成部76-1～76-5、信号选择/合成部88-1～88-7。

产业上的可利用性

本发明能够适用于在多路径环境中也能够以较少的平均化采样数高精度地估计载波频率偏置的无线电通信系统、发送装置、接收装置、无线电通信方法、发送方法、接收方法等。

符号说明

1...发送装置、2...接收装置、3...发送装置、4...接收装置、7...接收装置、7a...接收装置、8...接收装置、11...训练信号序列生成部、12-1～12-M...频率偏置赋予部、13-1～13-M...无线电部、14-1～14-M...发送天线、21...接收天线、22...无线电部、23...相位差检测部、24...平均化部、25...频率估计部接、31...第1训练信号序列生成部、32-1～32-M...第1频率偏置赋予部、33...第2训练信号序列生成部、34-1～34-M...第2频率偏置赋予部、35-1～35-M...无线电部、36-1～36-M...发送天线、41...接收天线、42...无线电部、43...第1相位差检测部、44...第1平均化部、45...第2相位差检测部、46...第2平均化部、47...频率估计部、71-1～71-L₁...接收天线、72-1～72-L₂...无线电部、73-1～73-L₃...相位差检测部、74-1～74-L₄...平均化部、75-1～75-L₅...频率估计部、76-1～76-5...信号选择/合成部、81-1～81-L₁...接收天线、82-1～82-L₂...无线电部、83-1～83-L₃...第1相位差检测部、84-1～84-L₄...第1平均化部、85-1～85-L₆...第2相位差检测部、86-1～86-L₇...第2平均化部、75-1～75-L₅...频率估计部、88-1～88-7...信号选择/合成部、100...无线电通信系统、200...无线电通信系统。