预编码MIMO传输的降低复杂度参数协方差估计

摘要

公开一种用于估计与MIMO信号关联的损害协方差的基于模型的技术。在一个示范方法中，为至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线所传送的第一数据流的所接收合成信息信号构建损害模型。损害模型包括分别与第一和第二天线对应的第一和第二模型项，但是没有包含交叉天线干扰项。在另一个实施例中，通过计算各天线的损害模型项以及附加项以考虑单流MIMO传输情况下的预编码干扰，来构建所接收MIMO信号的损害模型。将损害项编组，使得只有与换算项关联的两个是未知的；换算项的值通过使模型与所测量损害协方差值拟合来估计。

说明书

技术领域

一般来说，本发明涉及无线通信系统，并且具体来说，涉及采用预编码多输入多输出(MIMO)传输的无线通信系统中的协方差估计的参数系统和方法。

背景技术

扩展频谱通信系统在本领域众所周知并且广泛部署。极适合在扩展频谱系统-例如在IS-95、IS-2000(cdma2000)以及第三代合作伙伴项目(3GPP)宽带码分多址(W-CDMA)规范中标准化的系统-中使用的一类接收器是线性干扰白化(LIW，Linear interference-whitening)接收器。LIW接收器除了收集信号能量供检测之外，还抑制干扰。一种形式的LIW接收器是横向码片均衡器；另一种是G-Rake接收器。Rake接收器由其耙状结构得到其名称，其中多个接收器“耙齿”(finger)用于接收所接收多径信号中的多个信号图像。通过在加权Rake组合器中相干地组合耙齿输出，常规Rake接收器可使用多径接收来改进所接收信号的信号与干扰加噪声比(SINR)。一般化Rake(Generalized Rake，G-Rake)接收器使用组合权重的更复杂生成来改进对常规Rake接收器的干扰抑制性能。

近来，在3GPP规范Release 7中已经标准化2×2多输入多输出(MIMO)技术。称作双发射自适应阵列(D-TxAA)的标准化方案与选择性每天线速率控制(S-PARC)相似，除了将自适应酉预编码应用于数据流的每个(在这种情况下应用于一个或两个高速下行链路共享信道(HS-DSCH)数据流的每个)之外。

D-TxAA可看作是先前标准化的闭环模式1(CL-1)发射分集方案的扩展，因为用于D-TxAA数据流的每个的预编码向量(它将数据流映射到多个发射天线)从用于CL-1的相同码本选取。但是，与CL-1形成对照，D-TxAA包括两种操作模式-单流模式和双流模式。在单流模式中，把来自CL-1码本的四个可能的预编码向量其中之一应用于单个数据流。在双流模式中，将正交预编码向量对(同样从CL-1码本选取)应用于两个数据流。预编码的使用对接收器具有显著影响，具体来说使例如Rake接收器等LIW接收器的设计复杂化。

3GPP W-CDMA规范的较早版本(即，Release 7之前)定义两个发射分集模式，即CL-1和称作STTD的开环模式。转让给本申请的受让人、由Cairns等人于2004年3月12日提交的标题为“Method and Apparatus for Parameter Estimation in a Generalized Rake Receiver”的美国专利申请序号10/800167(公开号US 2005/0201447)(称作“Cairns申请”)公开发射分集系统中的G-Rake接收器的一种解决方案，通过引用将其完整地结合到本文中。该解决方案描述估计用于形成G-Rake组合权重的损害协方差矩阵(impairment covariance matrix)的参数方式。参数方式将损害协方差矩阵估计为包括各发射天线的单独项以及与噪声加其它小区干扰之和对应的项的项的总和。

这种解决方案对于开环发射分集模式非常适用。在开环模式中，在特定符号周期中与各发射天线对应的损害是不相关的，因为不同的符号从不同的天线传送。但是，在闭环模式中，移动终端指定相位偏移(phase offset)，以及同一个符号由主天线并且同时由具有指定相位偏移的辅助天线来传送。在这种情况下，因各发射天线引起的损害高度相关。这种相关性可用于改进干扰抑制和接收器性能。转让给本申请的受让人、由Jonsson等人于2007年5月21日提交的标题为“Receiver Parametric Covariance Estimation for Transmit Diversity”的美国专利申请序号11/751109(“Jonsson申请”)公开了考虑从第一和第二天线同时传送相同符号的估计损害协方差矩阵的参数方式，通过引用将其完整地结合到本文中。在这种方式中，采用两个发射天线的系统的损害协方差矩阵公式化为七项之和，其中包括与发射天线的每个对应的项、噪声加其它小区干扰项、加上与CL-1码本中的四个可能的预编码向量对应的四个附加项。根据通过使参数建模损害协方差矩阵与所测量损害协方差矩阵拟合所确定的拟合参数(fitting parameter)对项进行加权。隐式假设是，如果预编码向量的一个或多个没有由小区中的任何用户使用，则对应拟合参数将理想地被估计为零。

Jonsson申请中描述的CL-1协方差估计方式适应于仅传送按照预编码向量映射到两个(或更多)天线的单个数据流。相比之下，在D-TxAA中，两个数据流可同时传送，其中两个数据流共享相同的信道化码集合。这产生称作代码再使用干扰的附加自干扰，它影响损害协方差的公式化。在Jonsson申请的公式化中没有考虑代码再使用，因为只有一个数据流在CL-1中传送。

在标题为“Receiver Parametric Covariance Estimation for Precoded MIMO Transmission”的美国专利申请序号12/036323的共同待决专利申请(“Grant申请”)中，公开一种在符号级进行操作的MIMO G-Rake接收器，它基于MIMO的最一般G-Rake公式化，通过引用将其完整内容结合到本文中。对于2×2MIMO情况，这种接收器按照下式来计算损害协方差矩阵：

$>R_u={\alpha }_1{R}_{11}+{\alpha }_2{R}_{22}+{\alpha }_{12}^{+}{R}_{12}^{+}+j{\alpha }_{12}^{-}{R}_{12}^{-}+\beta R_n---\left(1\right)$>

其中，R₁₁捕捉(capture)因第一发射天线引起的干扰，R₂₂捕捉因第二发射天线引起的干扰，R⁺₁₂和R^-₁₂表示交叉天线干扰，以及R_n考虑经过接收滤波器的白噪声。加权项表示为：

$>{\alpha }_1=\frac{1}{{\gamma }_p\left(1\right)N_p}[{\Gamma }_{D/P}({\gamma }_s\left(1\right){\left|b_{11}\right|}^2+{\gamma }_s\left(2\right){\left|b_{12}\right|}^2)+{\Gamma }_{V/P}\underset{i=1}{\overset{K_v}{\Sigma }}{\gamma }_v\left(i\right){\left|v_{1i}\right|}^2+{\gamma }_o\left(1\right){\Gamma }_{O/P}+{\gamma }_p\left(1\right)]$>

$>{\alpha }_2=\frac{1}{{\gamma }_p\left(2\right)N_p}[{\Gamma }_{D/P}({\gamma }_s\left(1\right){\left|b_{21}\right|}^2+{\gamma }_s\left(2\right){\left|b_{22}\right|}^2)+{\Gamma }_{V/P}\underset{i=1}{\overset{K_v}{\Sigma }}{\gamma }_v\left(i\right){\left|v_{2i}\right|}^2+{\gamma }_o\left(2\right){\Gamma }_{O/P}+{\gamma }_p\left(2\right)]$>

$>{\alpha }_{12}^{+}=\frac{1}{N_p\sqrt{{\gamma }_p\left(1\right){\gamma }_p\left(2\right)}}[{\Gamma }_{D/P}\left({\gamma }_s\left(1\right)\mathrm{Re}\right[b_{11}{b}_{21}^{*}]+{\gamma }_s\left(2\right)\mathrm{Re}[b_{12}{b}_{22}^{*}\left]\right)+{\Gamma }_{V/P}\underset{i=1}{\overset{K_v}{\Sigma }}{\gamma }_v\left(i\right)\mathrm{Re}[v_{1i}{v}_{2i}^{*}\left]\right]$>

$>{\alpha }_{12}^{-}=\frac{1}{N_p\sqrt{{\gamma }_p\left(1\right){\gamma }_p\left(2\right)}}[{\Gamma }_{D/P}\left({\gamma }_s\left(1\right)\mathrm{Im}\right[b_{11}{b}_{21}^{*}]+{\gamma }_s\left(2\right)\mathrm{Im}[b_{12}{b}_{22}^{*}\left]\right)+{\Gamma }_{V/P}\underset{i=1}{\overset{K_v}{\Sigma }}{\gamma }_v\left(i\right)\mathrm{Im}[v_{1i}{v}_{2i}^{*}\left]\right]$>

$>\beta =N_0---\left(2\right)$>

这里，N_p是导频码扩频因子；γ_x(k)是分配给天线/流k的语音(x＝v)、数据(x＝s)、开销(x＝o)或导频(x＝p)的总基站码片能量的分数(fraction)，Г_x/P是码片能量之比E_x/E_P，b_ij是预编码矩阵B的第(i，j)个元素，以及v_ij是第j个语音用户的预编码向量v的第i个元素。注意，在WCDMA中，B的列和预编码向量v从码本抽取，其中对于k＝1，2，3，4。在双流模式中，B的列从Φ的正交对选取，而在单流模式中，仅选择一个预编码向量用于B的第一列，同时第二列设置成零向量([0 0]^T)。

Grant申请中描述的G-Rake接收器利用损害协方差矩阵和净信道估计来计算组合权重。这种接收器结构的组合权重取决于传送一个还是两个流。对于单流模式，组合权重w^single通过求解下列方程组来得到：

R_uw^single＝h(b)         (3)

其中，符号h(b)表示取决于预编码向量b的“有效”净信道系数。(b是以上对于单流模式所述的B的第一列。)

对于双流模式，必须计算两组组合权重(w₁^dual，w₂^dual)。这些权重可通过求解下列方程组来得到：

$>(R_u+{\alpha }_{\mathrm{PC}}\left(1\right)h\left(b_2\right)h^H\left(b_2\right))w_1^{\mathrm{dual}}=h\left(b_1\right)$>

$>(R_u+{\alpha }_{\mathrm{PC}}\left(2\right)h\left(b_1\right)h^H\left(b_1\right))w_2^{\mathrm{dual}}=h\left(b_2\right)---\left(4\right)$>

在这里，h(b_n)是因流n的预编码引起的有效净信道系数向量，以及α_PC(n)是将有效净系数的外积相乘以考虑代码再使用干扰的每代码换算因子(注意：预编码向量b₁对应于矩阵B的第一列，而预编码向量b₂对应于第二列)。

单或双流模式的符号估计通过计算给定流的组合权重与解扩业务符号(despread traffic symbol)的内积来得到。

如上所述，Grant申请中公开的MIMO G-Rake接收器公式化是最一般的公式化。但是，这种解决方案相当复杂。必须计算四个基本矩阵项：R₁₁、R₂₂、R₁₂和R_n。(矩阵项R₁₂用于计算等式(1)的R⁺₁₂和R^-₁₂)。在这些基本项中，R₁₁、R₂₂和R_n是共轭对称的，因此仅必须计算略超过一半的矩阵元素。另一方面，R₁₂不是共轭对称的，因此必须计算所有矩阵元素。本领域的技术人员会理解，计算这些矩阵项所需的计算代表大量计算负荷。

另外，等式(1)的公式化要求估计五个参数以形成损害协方差矩阵。这与“基线”非MIMO G-Rake接收器中的仅两个参数的估计相比。甚至在这些更简单的接收器中，已经发现参数的后估计平滑或者其它调整(例如削波)对于得到良好的整体接收器性能是有用的。五个参数的联合估计可能要求类似(并且可能甚至更复杂)的后处理，以便产生良好接收器性能。

发明内容

公开一种用于估计与MIMO信号关联的损害协方差的基于降低复杂度模型的技术。在一个示范方法中，为至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线所传送的第一数据流的所接收合成信息信号构建损害模型。损害模型包括分别与第一和第二天线对应的第一和第二模型项，但在若干实施例中省略交叉天线干扰项。在一些实施例中，第一和第二模型项各作为分别与第一和第二天线对应的传播信道估计的函数来计算，并且计算第三损害模型项以考虑噪声和小区间干扰。在这个实施例的一个变化中，将第一、第二和第三损害模型项编组，使得只有与编组的第一、第二和第三损害模型项关联的两个换算参数(scaling parameter)是未知的，并且两个未知换算参数的值通过使损害模型与所测量损害协方差值拟合来估计。

在另一个实施例中，通过计算各天线的损害模型项以及附加项以考虑单流MIMO传输情况下的预编码干扰，来构建所接收MIMO信号的损害模型。将损害项编组，使得只有两个关联的换算项是未知的；换算项的值通过使模型与所测量损害协方差值拟合来估计。

另一个实施例涉及供发射分集无线通信系统中的移动终端中使用的无线通信接收器。接收器包括无线电前端电路，它配置成提供至少包含根据第一天线加权向量从第一和第二天线同时传送的第一数据流的感兴趣接收信号。接收器电路配置成执行本文所述用于估计损害协方差的方法的一个或多个。

附图说明

图1是无线通信系统的原理框图。

图2是配置成处理从至少第一和第二发射天线所传送的所接收信号的示范符号级LIW接收器的原理框图。

图3是配置成处理从至少第一和第二发射天线所传送的所接收信号的示范码片级LIW接收器的原理框图。

图4是示出所传送信号的组成的框图。

图5是估计感兴趣接收信号的损害协方差的示范方法的流程图。

图6是用于估计信道质量(如SINR)的示范方法的流程图。

具体实施方式

图1示出采用闭环发射分集、如CL-1和/或例如按照D-TxAA规范的多输入多输出(MIMO)传输的示范无线通信系统100。在无线电接入网(RAN)102内，无线电网络控制器(RNC)104控制在本领域又称作节点B的多个基站收发器(BTS)106。各节点B 106向可分为扇区(sector)的称作小区的地理区域内的订户移动终端112提供无线电通信服务，如图1所示。RNC 104与核心网络(CN)114进行通信，核心网络114又连接到一个或多个外部网络116，例如公共交换电话网(PSTN)、因特网等等。

本文中针对下面更全面描述的包括D-TxAA的规范的WCDMA标准来描述本发明的实施例。但是，本发明并不局限于此，本文所公开并且要求其权益的发明概念而是可有利地适用于一大批(a wide array of)发射分集系统。

各基站106包括至少主发射天线108和辅助发射天线110(每小区或每扇区，取决于网络100的配置)，如图2所示。基站106可使用天线108、110来传送信息信号、如预编码语音信号或者预编码高速下行链路分组接入(HSDPA)数据信号。在辅助天线110所传送的信号相对于在主天线108所传送的信号进行加权，其中发射权重可以仅包括相位偏移，或者可以更一般地包括具有相位和幅度的复杂量。所采用的相移可根据来自移动终端112的反馈来确定，因而形成闭环发射分集系统。

存在两种主要类型的LIW接收器体系结构。一种使用符号级均衡，它通常基于最大似然估计技术。这种类型的接收器包括G-Rake接收器200，在图2中以框图形式示出。无线电处理器202由包含从基站106的天线108和110所传送的信息信号的所接收信号来生成码片样本。将码片样本提供给耙齿布置电路(finger placement circuit)204，它确定用于在相关单元206中对所接收CDMA信号进行解扩的“耙齿延迟”，通常包括多径延迟。还将耙齿延迟提供给权重计算机208，它计算用于在组合器210中组合解扩值以产生软值或者符号值的估计的组合权重。

另一种类型的LIW接收器是码片级均衡器，它通常包括最小均方误差(MMSE)横向码片均衡300，在图3中以框图形式示出。无线电处理器302由所接收信号生成码片样本。将码片样本提供给抽头布置电路304，它确定有限脉冲响应(FIR)滤波器306的与多径延迟相关的抽头延迟。还将所选抽头延迟提供给权重计算器308，它计算FIR滤波器306的滤波器系数(或权重)。FIR滤波器306对码片样本进行滤波，以便产生由相关器310进行解扩以产生符号估计的信号。

两种类型的LIW接收器200、300依靠协方差矩阵的估计。在最大似然G-Rake处理的情况下，协方差矩阵是损害协方差矩阵。在基于MMSE的处理的情况下，使用与损害协方差矩阵密切相关的数据协方差矩阵。根据本文所述的实施例，构建损害模型，损害模型一般包括通过对应换算参数进行换算(scale)的若干模型项。下面将会示出，可构建模型项，使得每一个模型项与用于传送信息信号的天线加权向量(预编码向量)无关。天线加权向量的效果通过换算参数来捕捉。在一些实施例中，换算参数可被计算，或者可按照众所周知的技术、通过使损害模型与所测量损害协方差或数据协方差矩阵拟合来联合估计(“拟合”)。为了方便起见，针对G-Rake接收器和损害协方差矩阵来描述这个过程。但是，在码片均衡器的情况下的数据协方差矩阵的使用是直接相似的(directly analogous)。

为了提供损害模型的详细论述的上下文，在此提供由3GPP在Release-7高速分组接入(HSPA)规范中标准化的D-TxAA MIMO方案的附加背景。该方案的高级视图如图4所示。在Release-6(非MIMO)HSPA中，理论最大下行链路数据速率为14.4Mbps，它使用15个代码、16-QAM和编码速率1来实现。对于D-TxAA，当信道条件保证时，通过并行传送第二单独编码的数据流，这个峰值速率可倍增到28.8Mbps。这通常在高信噪比(SNR)以及当信道为全秩(full rank)时发生。在秩亏(rank-deficient)情况和/或较低SNR中，可切断第二数据流，如图所示，使得仅传送单个HSPA数据流。

D-TxAA使用采用预编码权重矩阵B应用于HS-DSCH数据流的一种形式的酉预编码(unitary precoding)。应用于各流的权重向量(B的列)从用于Rel-99中定义的闭环模式1(CL-1)发射分集选项的四个纯相位权重(four phase-only weights)的相同码本中抽取。

$>u_i=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{c}1\\ e^{j\frac{\pi }{4}(2i-1)}\end{array}\right),i=\mathrm{1,2,3,4}---\left(5\right)$>

本领域的技术人员会理解，虽然纯相位权重用于当前标准化的D-TxAA，但是MIMO传输更一般地也可使用幅度加权。此外，从其中抽取权重向量的码本决不局限于四个条目。

在任何情况下，对于单流D-TxAA传输的情况，权重向量是CL-1码本中的四个可能向量的单个向量。对于双流传输的情况，将两个所使用权重向量选择为正交；因此，B为酉阵。对于等式(1)中定义的CL-1码本，因而正交对(orthogonal pairs)是(1，3)和(2，4)及其排列。

对于这种结构，基本上存在与B的不同选择和不同模式-4种单流模式和4种双流模式-对应的八种不同发射器模式。单流模式定义为

B∈{[u₁ 0]，[u₂ 0]，[u₃ 0]，[u₄ 0]}    (6)

以及双流模式定义为

B∈{[u₁ u₃]，[u₂ u₄]，[u₃ u₁]，[u₄ u₂]}       (7)

“最佳”发射器模式的选择由用户设备(UE)通过使例如数据速率、SINR、每流的接收功率等的某种量度为最大来进行。UE通过在高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)向节点B所传送的称作预编码控制信息(PCI)的反馈来指明其优选预编码配置，如图4所示。PCI反馈405通知节点B中的调度器关于数据流的优选数量和优选预编码权重向量。节点B在下行链路高速共享控制信道(HS-SCCH)发信号通知关于实际使用的预编码矩阵B以及实际传送的流数量。这个信息用于配置UE中的接收器。

在图4中可看到，多个不同信号在各天线形成合成传送信号。这包括以下各项：一个或两个高速下行链路共享信道(HS-DSCH)数据流410，在块420使用矩阵B来预编码；多个专用信道信号(例如语音和/或控制)，包括语音信号430，它们可在块440使用CL-1发射分集、使用矩阵V来配置；以及没有经过预编码的多个其它开销信号450(例如导频、语音、控制等)。预编码矩阵V表示为

$>V=\left(\begin{array}{cccc}{v}_1& v_2& ···& v_{K_v}\end{array}\right)---\left(8\right)$>

其中，K_v是在CL-1发射分集中配置的专用信道的数量。各预编码向量(V的列)由CL-1码本中的4个可能向量其中之一给出。

重要的是要注意，当发射器以双流模式配置时，同一组信道化(扩频)码用于两种流。这引起必须由接收器解决的自干扰。换言之，当接收器对各流解调时，它必须抑制来自其它流的干扰。

本发明的各个实施例采用表达与给定预编码信号关联的协方差项的新方式。具体来说，Grant申请中描述的MIMO G-Rake接收器可被简化，减少估计损害协方差矩阵所需的项数，以及简化应用于损害协方差矩阵项的换算参数的估计，以便产生损害协方差矩阵估计。因此，当前公开的技术与先前解决方案相比，显著降低复杂度。

如果假定开销信号均匀分布于天线并且语音信号没有经过预编码(例如v_i＝[1 0]^T)，则可表明，可极大地简化等式(1)。实际上，这些假设已经表明在一系列条件下对接收器性能具有极小影响。由于简化是模式特定的，所以下面单独考虑两种D-TxAA模式。

首先，3GPP的WCDMA Release 7规范规定，对于双流MIMO，数据信号功率在两个流之间均匀划分，并且预编码向量b₁和b₂为正交。使用这些事实和上述假设，两种流模式的损害协方差矩阵可表示为：

$>R_u=({\Gamma }_{O/P}+{\Gamma }_{D/P})(\frac{1}{{2N}_p{\gamma }_p\left(1\right)}{R}_{11}+\frac{1}{{2N}_p{\gamma }_p\left(2\right)}{R}_{22})+\frac{1}{N_p}(R_{11}+R_{22})+\beta R_n---\left(9\right)$>

本领域的技术人员会立即理解，等式(9)的公式化省略任何交叉天线项。此外，模型项R₁₁、R₂₂和R_n与预编码向量b₁和b₂无关。项R₁₁、R₂₂和R_n的函数形式在上述Cairns和Jonsson申请中给出。

虽然损害项R₁₁、R₂₂和R_n可按照各种方式来编组，但是等式(9)的编组是特别有利的，因为等式(9)也可写作：

R_u＝μ(k₁R₁₁+k₂R₂₂)+k₃(R₁₁+R₂₂)+βR_n    (10)

其中，k_n表示接收器先验已知的常数值，以及μ和β是接收器必须估计的未知量。本领域的技术人员会理解，必须计算三个共轭对称矩阵项，而仅必须估计两个参数。这表示优于Grant申请中描述的更一般公式化的极大计算节省。本领域的技术人员还会理解，也可预期性能优点，因为仅必须估计两个参数。

对于单流模式，损害协方差矩阵表示为：

$>R_u={\Gamma }_{O/P}(\frac{1}{{2N}_p{\gamma }_p\left(1\right)}{R}_{11}+\frac{1}{{2N}_p{\gamma }_p\left(2\right)}{R}_{22})+\frac{1}{N_p}(R_{11}+R_{22})+{\Gamma }_{D/P}\left(\frac{1}{{2N}_p}{R}_{\mathrm{eff}}\left(b\right)\right)+\beta R_n---\left(11\right)$>

这又可写作：

R_u＝μ₁(k₁R₁₁+k₂R₂₂)+k₃(R₁₁+R₂₂)+μ₂(k₄R_eff(b))+βR_n    (12)

其中，k_n再次表示接收器先验已知的常数值，以及μ₁、μ₂和β是接收器必须估计的未知量。项R_eff(b)表示因预编码引起的干扰。这个项按照与R₁₁和R₁₂相似的方式来计算，除了用于计算的中间系数是由下式表示的“有效”中间系数

$>g^{\mathrm{eff}}=\underset{m=1}{\overset{N}{\Sigma }}\sqrt{\frac{{\gamma }_p\left(1\right)}{{\gamma }_p\left(m\right)}}{b}_m{g}_m---\left(13\right)$>

其中，g_m是与第m个发射天线对应的合成中间系数向量，以及b_m是预编码向量b的第m个元素。注意，g_m包含对应于第m个发射天线与第l个接收天线之间的传播信道的中间系数的堆叠份额$>\left(g_m={\left(\begin{array}{cccc}{g}_{m1}^T& g_{m2}^T& ···& g_{\mathrm{mL}}^T\end{array}\right)}^T\right).$>

这种方式和上述项的编组的优点在于，对于单流模式仅必须计算四个共轭对称矩阵项(R₁₁、R₂₂、R_eff(b)和R_n)，并且仅必须估计三个参数。这个公式化(formulation)还表示极大的计算节省，并且整体接收器性能更好，因为仅必须估计三个参数。另外，等式(12)的单流公式化可通过丢弃R_eff(b)项进一步简化，(使它与双流公式化相同)，由此产生附加复杂度降低，同时在整体接收器性能方面损失很少。

图5示出根据本发明的一个或多个实施例、用于估计和应用损害协方差的示范方法。方法500可看作是等式(9)和(11)的直接实现。

方法500在框510以如下步骤开始：得到MIMO信息，所述MIMO信息可包含MIMO模式(例如单流或双流)和预编码向量(b或B，取决于模式)、导频信道功率在天线上的分配(γ_P(1)和γ_P(2))、数据功率在流上的分配(γ_d(1)和γ_d(2))，以及所使用的扩频码的数量(K)。本领域的技术人员会理解，等式(9)和(11)基于数据信号功率在流之间均匀划分的假设。因此，在一些实施例中，可以简单地假定这种均匀划分(例如γ_d(1)＝γ_d(1)＝0.5)。在其它情况下，接收器可根据γ_d(1)和γ_d(2)的已知或估计值，选择性地采用方法500。

在框520，得到各发射天线的净和中间信道系数。用于估计这些系数的技术、包括基于导频信道测量的技术是本领域众所周知的。在一个实施例中，测量净信道响应h_m是通过下式从解扩导频符号的测量而得到：

$>h_m=\frac{1}{N_P}\underset{k=0}{\overset{N_P-1}{\Sigma }}{x}_{\mathrm{pilot},m}\left(k\right){s_m}^{*}\left(k\right)---\left(14\right)$>

其中，x_pilot，m(k)是与当前时隙中的第m个发射天线对应的第k个符号的解扩导频符号的向量，s_m^*(k)是与第m个发射天线对应的第k个导频符号的已知值的复共轭，以及N_P是测量中使用的符号的数量。一旦h_m已经从导频符号测量得出，则中间信道响应的对应估计可按照下式计算：

g_m＝(A^HA)^-1A^Hh_m         (15)

其中，A是M×L(对应于M个接收器耙齿和L个多径延迟；M≥L)转换矩阵，它结合表征对合成或净信道响应的发射器和接收器份额的信息。因此，A的(i，j)元素表示为：

a_i，j＝R_TX/RX(d_i-τ_j)                (16)

这里，R_TX/RX(λ)是在λ所评估的发射和接收滤波器的卷积，d_i是第i个接收器耙齿的延迟，以及τ_j是第j个路径延迟。

在框530，损害模型项R₁₁、R₂₂和R_n根据中间信道响应值g_m来计算。R₁₁和R₂₂的函数形式在上述Cairns和Jonsson申请中给出，并且取决于脉冲形状自相关函数以及中间响应信道估计。这些矩阵中的元素对应于耙齿对。例如，对于耙齿f₁(与延迟d_f1和接收天线l₁关联)以及对于耙齿f₂(与延迟d_f2和接收天线l₂关联)，R_mm(m等于1或2)的对应矩阵元素表示为

$>r_{m,m}(f_1,f_2)=\underset{p_1=0}{\overset{P-1}{\Sigma }}\underset{p_2=0}{\overset{P-1}{\Sigma }}{g}_m(p_1,l_1){\left(g_m(p_2,l_2)\right)}^{*}$>

$>·\underset{k\ne 0}{\underset{k=-\infty }{\overset{\infty }{\Sigma }}}x(d_{f_1}-{\tau }_{p_1}-k{T}_c)x^{*}(d_{f_2}-{\tau }_{p_2}-k{T}_c)---\left(17\right)$>

其中，P是路径的数量，g_m(p，l)是与接收天线l和路径延迟τ_p关联的中间响应信道系数，x(τ)是码片脉冲形状自相关函数，以及T_c是码片周期。

在框540，测量损害协方差或数据协方差，以便提供信号损害的“瞬时”估计。本领域的技术人员会理解，是否测量损害协方差或数据协方差将取决于接收器实现。G-Rake接收器通常配置成使用导频信道数据来执行损害协方差测量。所测量的数据协方差可通过对若干样本数据向量(与耙齿输出对应的向量元素)的外积求和来得到，即：

$>{\tilde{R}}_{\mathrm{measured}}=\underset{n}{\Sigma }y\left(n\right)y^H\left(n\right)---\left(18\right)$>

其中n是时间索引，以及y(n)是与时间索引n对应的解扩导频值的向量。

如果如框550所确定，当前传输模式为双流，则三个损害模型项R₁₁、R₂₂和R_n提供对信号损害建模的充足基础。在这种情况下，过程则在框560立即按照等式(10)继续仅估计两个换算值μ和β的值。在一些实施例中，换算值μ和β经过“拟合”，使得拟合估计和满足表达式：

$>{\tilde{R}}_{\mathrm{measured}}-k_3(R_{11}+R_{22})=\hat{\mu }(k_1{R}_{11}+k_2{R}_{22})+\hat{\beta }{R}_n---\left(19\right)$>

(可易于由本领域的技术人员得出对应拟合表达式，用于将损害项与所测量数据协方差拟合，其中拟合等式包括与净信道响应的外积对应的附加项)。通过比较等式(9)和(10)可易于看到，并且其中的每个可易于从已知值来计算。最小平方或其它方式可用于将等式(19)中的项的加权和与所测量协方差拟合，其中具有复数量的等式作为两个实值等式对待，如Cairns申请中所述。可使用在零处的值的削波以及其它削波过程。拟合参数和的瞬时值也可经过平滑或滤波，以便降低瞬时信道条件的影响。

另一方面，如果当前传输为单流，则可计算附加损害模型项，以便考虑预编码所引起的干扰。因此，在框570，按照等式(13)从在框520所得到的中间信道系数和当前使用中的预编码向量b来计算“有效”中间系数g^eff。有效中间系数在框574用于计算损害模型项R_eff(b)，它具有与R₁₁和R₂₂相同的形式，但作为g^eff而不是g₁或g₂的函数。然后，在框578，按照等式(12)来估计三个换算项μ₁、μ₂和β的值。相应地，在一些实施例中，联合估计拟合参数值和使得：

$>{\tilde{R}}_{\mathrm{measured}}-k_3(R_{11}+R_{22})\approx {\hat{\mu }}_1(k_1{R}_{11}+k_2{R}_{22})+{\hat{\mu }}_2\left(k_4{R}_{\mathrm{eff}}\left(b\right)\right)+\hat{\beta }{R}_n---\left(20\right)$>

与双流表达式的情况那样，k₁、k₂和k₃基于已知量。另外，k₄为已知，即但是在任何情况下可在的估计中考虑。和的值可使用例如上述最小平方方式等已知技术来估计，并且可以可选地根据连续估计值来平滑或滤波。

一旦估计换算参数(在双流模式的情况下为两个，或者在单流模式的情况下为三个)，则可将它们应用于损害模型项，以便按照等式(10)或(12)来得到损害协方差矩阵的参数估计如框580所示。在框590，所估计的损害协方差可用于计算组合权重，并且确定符号估计。

计算组合权重开始于计算有效净信道估计。对于单流，有效净信道估计可计算为：

$>\hat{h}\left(b\right)=\underset{m=1}{\overset{N}{\Sigma }}{b}_m{\hat{h}}_m---\left(21\right)$>

对于双流：

对于k＝1，2                  (22)

对于单流模式，组合权重可通过求解下式来计算：

$>{\hat{R}}_u{w}^{\sin \mathrm{gle}}=\hat{h}\left(b\right)---\left(23\right)$>

可使用迭代方式(Gauss-Seidel，共轭梯度)或精确方式(LU、QR、Cholesky等)。

对于双流模式，每代码换算项首先经由下式来计算：

对于n＝1，2                    (24)

Г_D/P可通过来自服务节点B的显式信令或者通过估计来得到。给定每代码换算，考虑交叉流干扰的两组组合权重可通过求解下式来计算：

$>{\hat{R}}_{\mathrm{stream}1}{w}_1^{\mathrm{dual}}=\hat{h}\left(b_1\right)$>

$>{\hat{R}}_{\mathrm{stream}2}{w}_2^{\mathrm{dual}}=\hat{h}\left(b_2\right)---\left(25\right)$>

其中，和分别表示在第一流处受到第二流的交叉流干扰以及在第二流处受到第一流的交叉流干扰。

组合权重等式可直接使用迭代或精确方式来求解，或者可采用两步过程，其中

$>{\hat{R}}_u{v}_1^{\mathrm{dual}}=\hat{h}\left(b_1\right)$>

$>{\hat{R}}_u{v}_2^{\mathrm{dual}}=\hat{h}\left(b_2\right)---\left(26\right)$>

经过求解以得到中间权重v₁^dual和v₂^dual。最终权重按照下式来计算：

$>w_1^{\mathrm{dual}}=v_1^{\mathrm{dual}}-v_2^{\mathrm{dual}}\left(\frac{{\hat{\alpha }}_{\mathrm{PC}}\left(2\right){\left(v_2^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_1\right)}{1+{\hat{\alpha }}_{\mathrm{PC}}\left(2\right){\left(v_2^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_2\right)}\right)$>

$>w_2^{\mathrm{dual}}=v_2^{\mathrm{dual}}-v_1^{\mathrm{dual}}\left(\frac{{\hat{\alpha }}_{\mathrm{PC}}\left(1\right){\left(v_1^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_2\right)}{1+{\hat{\alpha }}_{\mathrm{PC}}\left(1\right){\left(v_1^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_1\right)}\right)---\left(27\right)$>

然后，组合权重可用于对所传送符号进行检测和解调。所估计的协方差也可用于例如估计信道质量，即，估计或预测信号与噪声加干扰或者其它信道质量量度。定期地、例如在每一个WCDMA时隙可重复进行该过程，以便使协方差估计动态适配变化的信道条件和干扰分布(interference profile)。

上述技术可略微地适配成便于估计与当前所采用的情况不同的信号传输情况、即计划(projected)传输情况的SINR或者其它信道质量量度。类似地，甚至当根本没有为下行链路传输来调度移动台时，技术也可用于估计计划传输情况的SINR。例如，以上所估计的R_stream1和R_stream2对应于使用一组特定预编码向量(b₁和b₂)的特定活动传输情况(双流)。为了进行信道质量指示符(CQI)估计，接收器通常可考虑与当前使用模式不同的多种发射器模式。例如，当前模式可以是等式(3)中所示的四种可能的双流模式其中之一；但是，接收器还必须准备等式(2)中所示的四种可能的单流模式中的一个或多个的CQI报告。这种要求在UMTS标准的Release 7中出现，其中要求用户设备(UE)定期准备单流CQI报告(称作类型B报告)，而不管UE的优选模式是什么。

本领域的技术人员会理解，以上对双流模式所得出的损害协方差模型(等式(10))与预编码向量b₁和b₂无关。如上所述，这种相同模型也可应用于单流模式，其中精度略有损失。因此，使用本文所述的技术所得到的损害协方差估计可用于产生可能的双流或单流模式的任一种的CQI估计。

在一个实施例中，例如按照下式所得到的损害协方差的估计

$>{\hat{R}}_u=\hat{\mu }(k_1{R}_{11}+k_2{R}_{22})+k_3(R_{11}+R_{22})+\hat{\beta }{R}_n---\left(28\right)$>

可与对于目标模式所计算的有效净响应系数配合用于估计目标模式的信号与噪声加干扰(SINR)。因此，目标单流模式的SINR可按照下式估计：

$>\mathrm{SINR}={\left(\hat{h}\left(b\right)\right)}^H{\hat{R}}_u^{-1}\hat{h}\left(b\right)=w^H\hat{h}\left(b\right)---\left(29\right)$>

在这个实施例中，项R_eff(b)可忽略。对于双流模式：

$>{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{stream}1}={\left(\hat{h}\left(b_1\right)\right)}^H{\hat{R}}_{\mathrm{stream}1}^{-1}\hat{h}\left(b_1\right)={\left(w_1^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_1\right)$>

$>{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{stream}2}={\left(\hat{h}\left(b_2\right)\right)}^H{\hat{R}}_{\mathrm{stream}2}^{-1}\hat{h}\left(b_2\right)={\left(w_2^{\mathrm{dual}}\right)}^H\hat{h}\left(b_2\right)---\left(30\right)$>

其中，R_stream1和R_stream2如上所述按照计划模式的预编码矩阵B来计算。

如果量Г_D/P(所有天线上的数据能量与导频能量之比)为已知或者可估计，则另一种方法可用于确定计划传输模式的CQI。例如，如果对于单流模式来估计损害协方差，则估计包括项其中b_actual表示当前调度模式的预编码向量。由于Г_D/P和N_P为已知，所以这个项可被计算并且从总损害协方差估计中删除(即减去)。然后，可对于任何计划传输模式来计算新的协方差估计和关联SINR。对于单流模式，计划损害协方差则为：

$>R_{u\_\mathrm{projected}}={\hat{R}}_u-{\Gamma }_{D/P}\left(\frac{1}{{2N}_p}{R}_{\mathrm{eff}}\left(b_{\mathrm{actual}}\right)\right)+{\Gamma }_{D/P}\left(\frac{1}{{2N}_p}{R}_{\mathrm{eff}}\left(b_{\mathrm{projected}}\right)\right)---\left(31\right)$>

其中，是采用预编码向量b_actual的当前调度单流模式的所估计协方差，以及b_projected是建议或计划单流模式的预编码向量。本领域的技术人员立即会理解，可使用这种一般方式对任何预期模式来计算SINR。

相应地，用于估计一种或多种计划传输模式的SINR的示范方法如图6所示，并且在框610开始于当前模式的所估计损害协方差。所估计损害协方差在框620经过调整，以便消除与当前模式对应的预编码向量的影响(若有的话)，并且在框630再次经过调整，以便重新加入与计划传输对应的一个或多个预编码向量的影响(effect)。然后，经调整的损害协方差估计在框640用于按照常规技术来计算计划传输模式的计划SINR。

虽然本文根据自小区干扰(own-cell interference)进行了描述，但是本发明可使用附加模型项应用于对其它小区干扰进行建模。例如，每个主导干扰基站的单个其它小区协方差项可加入等式(10)或(12)，如Cairns申请中所述。作为补充或替代，可加入多个协方差项，以便考虑其它小区中使用的发射分集。可处理软切换，同样如Cairns申请中所述。虽然本文根据下行链路接收进行了描述，但是，本发明也可应用于上行链路。

因此，本发明的实施例提供用于作为WCDMA系统中的先进接收器的两种主要体系结构的符号级(G-Rake)和码片级(码片均衡器)LIW接收器的MIMO干扰抑制的降低复杂度方法。本领域的技术人员会理解，根据发明技术的LIW接收器的具体设计以及结合这种接收器所使用的关联术语可按照所涉及的网络标准而改变，但是这类变化与理解或解释本发明不是密切相关的。此外，应当理解，本文所示和所述的网络和无线电装置经过简化；实际实现可能将具有本文中为了清晰起见而省略的附加实体。

然而，示范移动终端112包括分别在图2和图3中所示的示范接收器电路200或300的一个或两个。这些接收器电路可使用各种处理电路来实现，包括A/D转换器、滤波器、DSP或者其它数字处理器、存储器等等。在至少一个示范实施例中，移动终端112包括一个或多个DSP和/或专用集成电路(ASIC)或者其它可编程装置，以便实现如图2所示、包括G-Rake接收器的接收器112。处理电路可配置成包括执行本文所述方法的一个或多个的处理逻辑。因此，应当理解，本发明的功能性的至少一部分可体现为采取微码、固件、软件等形式的所存储计算机指令。

更一般来说，根据具体设计的需要，本发明可通过硬件、软件或者实质上它们的任何组合来实现。虽然本文针对本发明的具体特征、方面和实施例描述了本发明，但是很显然，许多变化、修改和其它实施例在本发明的广泛范围之内是可能的，并且因此所有变化、修改及实施例被看作在本发明的范围之内。因此，当前实施例在所有方面被理解为说明性而不是限制性的，并且落入所附权利要求书的含义和等效范围之内的所有变更意在包含在其中。