微波功率放大器的平均功效增强和线性度改善

摘要

本发明提供一种偏置电路，使用所述偏置电路提供微波功率放大器的低失真和高效率操作。所述偏置电路利用微波二极管或者晶体管的非线性整流电流自适应地偏置所述放大晶体管。所述偏置电流不仅在低功率操作期间降低DC偏置功率并且在高功率操作期间自适应地增加，而且还动态控制互调失真最小值。同时，所述偏置电路利用正增益和负相位偏差使所述输入信号失真。因此，增强了该操作的平均功率效率，改善了输入-输出特性的线性度并且抑制了相邻信道功率的辐射等级。

说明书

技术领域

本发明涉及用于微波功率放大器的新型偏置网络，并且涉及用于增强A类微波功率放大器的平均功效并且改善该A类微波功率放大器的线性度的方法和电路。

背景技术

将无线信号提升到足够的功率等级用于通过空中接口从发射机传输到接收机的微波功率放大器是无线通信系统中的重要部件。它们是将DC功率转换为RF/微波输出功率的电路并且功率放大器还消耗大量的功率，特别是在便携式设备中。本质上，功率放大器的微波晶体管是非线性的。由于放大器工作在其非线性区域中，互调失真(IMD)是高效率放大器面临的共同问题。其产出(product)导致在控制时失真而在无法控制时发射。为了保持相邻信道干扰紧密地在系统的规范之内，补偿(back off)该放大器的输出功率是最简单的方案。然而，这导致效率的降级。因此，线性度和效率是功率放大器设计高度期望的目标。

在将来的无线通信系统中，预期非恒定值包络调制方案，例如M-PSK(多进制相移键控)和QAM(正交幅度调制)以适应无线传输中更高的信道容量和更好的带宽效率。在这样的数字调制中通过RF信号的幅度和相位承载该信息，因此，期望高线性放大来满足在所传输的谱发射和所接收的信噪比上的严格要求。A类和AB类功率放大器是潜在的候选者，但是它们具有低平均功效的问题。因此，对于下一代功率放大器设计来说，低失真和高平均功效是关键问题。

考虑到补偿功率放大器的线性度和效率之间的折中，已经开发了各种线性化和偏置控制电路。

例如前馈、数字预失真和偶次级信号注入的系统级线性化技术对谱再生长提供了良好的抑制。然而，这些技术需要复杂而昂贵的电路、附加的功耗和印刷电路板区域的大的占用。结果，只有基站应用能够从这些技术中受益。

电路级技术利用微波二极管或者晶体管的非线性特性，补偿放大晶体管内部部件的非线性变化或者使放大晶体管之前或者之后的信号失真，对于手持应用提供紧凑而低成本的方案。图1、图2和图3中示出了利用单个微波二极管的该现有技术的示例。

图1的方案中的方法补偿非线性电容器，通常是双极晶体管的基极-集电极电容器(C_BC)和场效应晶体管的栅极-源极电容器(C_GS)，以补偿放大器的相位失真(幅度调制到相位调制失真)。该方法利用反向偏置的微波二极管(即，V_L是正)的非线性电容器以在放大晶体管的输入端子处提供基本恒定的最终电容。

图2的方案中的方法补偿双极晶体管的非线性跨导(g_m)以补偿放大器的增益压缩。在存在流经二极管(Q_L)的RF信号时，存在非线性整流电流。结果，该整流电流随着输入功率的增加而增加。结果，结电压(junctionvoltage)(V_L)下降，这导致放大晶体管的基极-发射极电压(V_BE)增加。

图3的方案中的方法利用正增益和负相位偏差使输入信号失真以补偿放大器的增益压缩和相位失真。在存在流经二极管(Q_L)的RF信号时，存在非线性整流电流。结果，该整流电流随着输入功率的增加而增加。结果，结电压(V_L)下降，这导致Q_L的内部电阻增加，并且从RF输入端口(RF_IN)到功率放大器输入端口(PA_IN)的传输函数的幅度和相位分别增加和降低。

不可避免地，二极管线性化电路与放大晶体管之间的非线性度匹配是严格的，并且因此限制了线性度改善。

发明内容

根据本发明，提供一种包括位于射频信号输入端口与微波晶体管的输入端口之间的偏置网络的微波功率放大器，其中，所述偏置网络包括基带部分和微波部分，所述基带部分和所述微波部分都连接到位于所述射频信号输入端口与所述微波晶体管输入端口之间的节点。

在本发明的优选实施例中，所述基带部分包括经由RF阻塞电感器连接到所述节点的正向偏置二极管，以及连接到地的去耦合电容器。所述基带部分在所述微波晶体管的所述输入端口处对于低频互调产出提供短路终止。

所述微波部分可以包括连接到所述节点的正向偏置二极管，以及耦合电容器。

所述功率放大器可以包括双极晶体管或者场效应晶体管。

在所述微波晶体管包括双极晶体管时，所述偏置网络提供稳定所述双极晶体管的基极-发射极电压的基本恒定的电压。此外，所述偏置网络随着输入功率的增加对所述双向晶体管提供增加的基极电流。可以通过由所述微波部分中所述正向偏置二极管所生成的整流电流提供所述增加的基极电流。

在本发明的优选实施例中，所述微波晶体管包括双极晶体管，并且所述偏置网络提供稳定所述双极晶体管的基极-发射极电压的基本恒定的电压以及随着输入功率的增加对所述双极晶体管提供增加的基极电流，其中随着功率的增加，所述稳定的基极-发射极电压以及所述增加的基极电流提供增加的集电极电流。

在所述微波晶体管包括场效应晶体管时，所述偏置网络提供随输入功率的增加而增加的栅极-源极电压。可以通过由所述微波部分中所述正向偏置二极管生成的整流电流提供所述增加的栅极-源极电压。所述增加的栅极-源极电压提供增加的漏极电流。

在本发明的优选实施例中，所述偏置网络的所述微波部分通过在将RF信号输入到所述微波晶体管之前向所述RF信号提供正增益偏移和负相位偏移来提供预失真补偿。

在本发明的优选实施例中，所述偏置网络提供动态三阶互调失真最小值，在所述微波晶体管包括双极晶体管时通过所述集电极电流或者在所述微波晶体管包括场效应晶体管时通过所述漏极电流控制所述三阶互调失真最小值的位置。

附图说明

现在将作为示例并且参照附图描述本发明的一些实施例，其中：

图1是现有技术第一示例的示意图，

图2是现有技术第二示例的示意图，

图3是现有技术第三示例的示意图，

图4是本发明实施例的通用形式的示意图，

图5(a)-(b)示出了直接连接到RF路径的正向偏置二极管的两个示例，

图6示出了正向偏置二极管的I-V特性曲线，

图7示出了根据本发明实施例的双极晶体管的功率放大器拓扑的示意图，

图8示出了图7的DC等效电路，说明双极晶体管的基极-发射极电压的稳定，

图9示出了DC偏置基极-发射极电压与变化的电流限制电阻的比较，

图10示出了DC偏置基极电流与变化的耦合电容的比较，

图11示出了根据本发明实施例的场效应晶体管的功率放大器拓扑的示意图，

图12示出了图11的DC等效电路，说明场效应晶体管的自适应栅极-源极电压偏置，

图13示出了DC偏置增益-源极电压与变化的耦合电容的比较，

图14示出了本发明的实施例按照前置补偿器(predistorter)操作的等效电路，

图15示出了IMD3最小值的移动，以及

图16示出了传统放大器与本发明的实施例之间IMD3最小值的比较。

具体实施方式

图4示出了自适应偏置网络的实施例的通用结构。在位于输入RF信号的端口(RF_IN)与微波晶体管的输入端口(PA_IN)之间的节点处连接该网络。可以将该网络划分为两个部分：基带部分和微波部分。基带部分包括RF阻塞(choking)电感器L_D、去耦合电容器C_D和正向偏置二极管Q_D。L_D用于隔离RF信号，旁路低频分量并且提供到Q_D的DC路径。C_D用于将所有AC信号，包括RF信号的泄露以及低频互调产出，旁路到地。Q_D用作稳压器和电流源。微波部分包括正向偏置二极管Q_L和耦合电容器C_C。Q_L用作整流器和前置补偿器。C_C用于控制输入RF信号到Q_L的耦合效应。应该理解，可以通过微波二极管或者通过微波晶体管的结型二极管(例如双极晶体管的基极-发射极结或者基极-集电极结)实现该正向偏置二极管Q_D和Q_L。

为了完成对图4中部件的评述，V_s1和V_s2是用于自适应偏置网络和放大晶体管的DC电压源，R₁是为DC馈送提供路径但是为RF信号提供开路的偏置电阻器，R₂是为PA_IN提供某一偏置电压的偏置电阻器，并且C_DCB是防止DC信号流经RF端口的DC-阻塞电容器。

L_D在载波频率处应该具有高于250Ω的高电感或者电抗。C_D在基带频率处应该具有低于10Ω的高电感或者电抗。R₁应该具有高于250Ω的电阻。Q_D可以是低频部件。Q_L是微波二极管。

Q_L和Q_D都在正向偏置区域中操作，但是二者的区别在于它们静态工作点的移动。如在图5(a)或者(b)的配置中所述，在二极管直接连接到RF信号路径时，可以将正向偏置电流I_F和正向偏置电压V_F表为：

I_F＝I_F0+I_RECT

V_F＝V_SS-I_FR

其中，I_F0是在零RF输入处的正向偏置电流，I_RECT是整流电流，V_SS是电源电压，并且R是偏置电阻器。在不存在RF信号时，I_RECT等于零以使得I_F等于I_F0，而I_RECT随着RF功率的增加而增加。为了进一步说明I_RECT的影响，在图6所示的I-V特性曲线中说明了静态工作点的移动。如果存在流经二极管的RF信号(Q_L的情况)，则在I_RECT的影响下，随着在R上压降的增加，二极管的静态工作点从点S移动到点L。或者更通常地，I_RECT的存在有助于I_F的德尔塔增加和V_F的德尔塔下降。在二极管与RF信号完好隔离时(图4中Q_D的情况)，静态工作点稳定停留在点S处。

本发明实施例的三个目标在于提供：(1)自适应功率管理，(2)预失真，以及(3)功率放大器的动态三阶(third-order)互调失真最小值。

在功率放大器包括双极晶体管的情况中，自适应偏置网络用于(1)稳定基极-发射极电压V_BE，以及(2)对于自适应集电极电流I_C偏置自适应基极电流I_B。

图7中示出了双极晶体管的拓扑的一个实施例。该双极晶体管可以是任何形式的双极晶体管，例如双极结型晶体管(BJT)或者异质结型双极晶体管(HBT)。在位于输入RF信号的端口(RF_IN)与双极晶体管Q_PA的基极结之间的节点处连接该自适应偏置网络。V_BB是基极偏置电压，R_BB是基极偏置电阻器，并且R_CL是电流限制电阻器。

自适应偏置网络的基带部分用于稳定V_BE。为了简化，通过短路代替微波部分并且将功率放大器简化为图8中所示的DC等效电路。可以将节点X处的电压V_X以及总的基极偏置电流I_BT表示为：

V_X＝V_D+I_SABR_CL

I_BT＝I_SAB+I_B

其中，V_D是Q_D的正向偏置电压，并且I_SAB是流经R_CL的电流。可以看出，V_BE被强制偏置为V_X。由于Q_D通过阻塞L_D与RF良好隔离(图7)，因此V_D保持恒定。如果I_SAB比I_B更高使得由Q_PA的基极-发射极结型二极管产生的整流电流(I_RECT)相比而言可忽略，则V_BE仅取决于R_CL上的压降。Q_D用作电流源，其提供电流以补偿I_RECT的影响。如果I_RECT相比而言可忽略，则I_SAB稍微下降。因而，V_BE被稳定保持为基本恒定。结果，补偿了双极晶体管的跨导增益(g_m)的非线性效应，并且因此稳定了DC电流增益。

R_CL的主要功能是限制I_SAB，并且因此限制自适应偏置网络的功耗。因此，V_BE稳定效应直接受R_CL的选择的影响。图9中图示了V_BE与变化的R_CL的比较。图9示出了通过具有较高I_SAB的较低R_CL提供更稳定的V_BE。而且，在图8中的节点X处的产生电阻受R_CL的电阻的影响。因此，本发明实施例中的V_BE在低输入功率区域中比传统中的稍低。

由于I_B随着输入功率变化，I_B是自适应的。然而，自适应I_B主要由I_RECT促成。或者更通常地，其取决于由Q_PA的基极-发射极结型二极管整流的输入功率的一部分。图7中自适应偏置网络的微波部分用于控制自适应I_B。在RF信号流经Q_L时I_RECT得到进一步增强。因此本发明的C_C在10^-12数量级，这相比较而言低于Q_L的结型电容，然后，由于Q_L的结型电容与C_C串联连接，总电容由C_C主导。C_C的主要目的在于控制输入信号从RF_IN到Q_L的耦合。为了研究C_C对自适应I_B的影响，图10中图示了I_B与变化的C_C的比较。图10示出了通过更高的C_C实现I_B的更大增加，由于该更高的C_C对于到Q_L的更多RF功率耦合提供更低的阻抗。

利用DC电流增益，通过自适应偏置网络偏置稳定的自适应I_B，并且由于I_C等于I_B与DC电流增益的乘积，因此该I_C是自适应的。

在功率放大器包括场效应晶体管时，自适应偏置网络用于针对自适应漏极电流I_D偏置自适应增益-源极电压V_GS。

图11中示出了场效应晶体管拓扑的一种可能配置。场效应晶体管可以是任何形式的场效应晶体管，例如，结型场效应晶体管(JFET)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、金属半导体场效应晶体管(MESFET)、横向扩散金属半导体场效应晶体管(LDMOS)或者高电子迁移率晶体管(HEMT)。在位于输入RF信号的端口(RF_IN)与场效应晶体管Q_PA的栅极结之间的节点处连接该自适应偏置网络。V_GG是栅极偏置电压，R_G1和R_G2是栅极偏置电阻器。

自适应偏置网络的微波部分用于偏置自适应V_GS。为了简化，可以通过短路代替基带部分并且然后将该功率放大器简化为图12中所示的DC等效电路。可以将节点X处的电压V_X以及总的栅极偏置电流I_GT表示为：

V_X＝-(V_L+I_GTR_G1)＝I_SABR_G2+V_GG

I_GT＝I_SAB+I_G

其中，V_L是Q_L上的压降，I_SAB是流经R_G2的电流，并且I_G是栅极电流。通常，I_G几乎等于零。可以看出，V_GS被强制偏置为V_X，这受I_SAB直接影响。类似地，Q_L提供I_RECT以使得I_SAB和V_X随着输入功率的增加而增加。

自适应偏置网络的基带部分的Q_D提供压降以使得可以实现有更小电阻的R_G2。R_G1和R_G2的组合是分压器。由于R_G1高于250Ω以对于RF信号提供开路，如果Q_D不存在，则对于合理的V_GG，R_G2不应该太低。

由于V_GS随着输入功率变化，该V_GS是自适应的。然而，自适应V_GS主要由I_RECT促成。由于本发明的C_C在10^-12数量级，相比较而言低于Q_L的结型电容，然后由于Q_L的结型电容与C_C串联连接，总的电容由C_C主导。C_C的主要目的在于控制输入信号从RF_IN到Q_L的耦合。为了研究C_C对自适应V_GS的影响，图13中图示了V_GS与变化的C_C的比较。这示出了通过更高的C_C实现V_GS的更大增加，由于该更高的C_C在更多RF功率耦合到Q_L时提供更低的阻抗。

尽管场效应晶体管的跨导增益(g_m)随着输入功率的增加而降低，但是V_GS的增加更显著。随着通过自适应偏置网络偏置自适应V_GS，由于I_D等于V_GS与g_m的乘积，该I_D是自适应的。

放大晶体管的DC功耗等于DC偏置电压(对于双极晶体管的集电极-发射集电压并且对于场效应晶体管的漏极-源极电压)与DC偏置电流(对于双极晶体管的I_C并且对于场效应晶体管的I_D)的乘积。通常，偏置电压总是保持不变。所描述的拓扑偏置自适应电流以使得供应较低的电流用于放大较低输入功率同时随着较大输入信号的较大电流增加功率处理。将这种现象认为是增强功率放大器的平均功效的适应性管理。

所描述的拓扑的微波部分利用正增益和负相位偏移使输入信号失真。由于基带部分与RF信号良好隔离，可以将该拓扑简化为图14中所示前置补偿器的等效电路。还可以将Q_L建模为与动态电阻器r_D并联的结型电容器C_j。然后，可以将前置补偿器的导纳Y_PD表示为：

$Y_{\mathrm{PD}}={[(r_D//\frac{1}{\mathrm{j\omega }{C}_j})+(R_1//\frac{1}{\mathrm{j\omega }{C}_C})]}^{-1}$

$={(\frac{r_D}{1+j{\mathrm{\omega r}}_D{C}_j}+\frac{R_1}{1+\mathrm{j\omega }{R}_1{C}_C})}^{-1}$

$=\frac{(1-{\omega }^2{r}_D{R}_1{C}_j{C}_C)+\mathrm{j\omega }(r_D{C}_j+R_1{C}_C)}{(r_D+R_1)+\mathrm{j\omega }{r}_D{R}_1(C_j+C_C)}$

$=\frac{(\frac{1}{r_D}-{\omega }^2{R}_1{C}_j{C}_C)+\mathrm{j\omega }(C_j+\frac{R_1{C}_C}{r_D})}{(1+\frac{R_1}{r_D})+\mathrm{j\omega }{R}_1(C_j+C_C)}$

通常，对于工作频率，C_j和C_C的电阻为10⁰数量级，而R₁高于250Ω。因此可以将Y_PD近似为：

$T_{\mathrm{PD}}\approx \frac{-{\omega }^2{R}_1{C}_j{C}_C+\mathrm{j\omega }(C_j+\frac{R_1{C}_C}{r_D})}{\mathrm{j\omega }{R}_1(C_j+C_C)}$

$=\frac{(\frac{C_j}{R_1}+\frac{C_C}{r_D})+\mathrm{j\omega }{C}_j{C}_C}{C_j+C_C}$

将RF_IN和PA_IN分别看作是端口1和2。为了简化，假设端口阻抗是Z₀。可以将从端口1到端口2的传输系数S₂₁表示为：

$S_{21}=\frac{2}{2+Z_0{Y}_{\mathrm{PD}}}$

$=\frac{2(C_j+C_C)}{2(C_j+C_C)+Z_0[(\frac{C_j}{R_1}+\frac{C_C}{r_D})+\mathrm{j\omega }{C}_j{C}_C]}$

$=\frac{2\left(C_j{+C}_C\right)}{Z_0(\frac{2(C_j+C_C)}{Z_0}+\frac{C_j}{R_1}+\frac{C_C}{r_D})+\mathrm{j\omega }{Z}_0{C}_j{C}_C}$

$\left|\right|S_{21}\left|\right|=\frac{2(C_j+C_C)}{Z_0\sqrt{{(\frac{2(C_j+C_C)}{Z_0}+\frac{C_j}{R_1}+\frac{C_C}{r_D})}^2+{\omega }^2{C_j}^2{C_C}^2}}$

$\angle S_{21}=-{\tan }^{-1}\left(\frac{\omega C_j{C}_C}{\frac{2(C_j+C_C)}{Z_0}+\frac{C_j}{R_1}+\frac{C_C}{r_D}}\right)$

其中，|S₂₁|是幅值并且∠S₂₁是S₂₁的相位。根据二极管等式，可以将r_D表示为：

$r_D={\left(\frac{{\partial I}_L}{\partial V_L}\right)}^{-1}=\frac{\mathrm{kT}}{q{I}_S}{e}^{-\frac{q}{\mathrm{kT}}{V}_L}$

其中，I_L是正向偏置电流并且V_L是Q_L的正向偏置电压，kT/q是热电压(k是波尔兹曼常数，T是温度，并且q是电子电荷)，并且I_S是饱和电流。由于输入信号部分耦合到Q_L，V_L随着I_RECT的影响而降低。因而，r_D随着输入功率的增加而增加。结果，增加|S₂₁|以提供正增益并且降低∠S₂₁以对输入信号执行负相位偏移。由于Y_PD、S₂₁和∠S₂₁是C_C的函数，C_C控制耦合效应以及增益扩展和负相位失真的最大偏差。

在传统的功率放大器中，在放大晶体管在其负载线上工作时，通过跨导增益的降低来压缩增益并且由非线性电容器的变化使得相位失真。通过由所描述的拓扑提供的预失真改善功率放大器的输入-输出特性的线性度。

L_D和C_D的组合对于三阶互调失真(IMD3)最小值(在N.B De Carvalho和J.C.Pedro于1999年12月在IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，Vol.47，No.12，pp.2364-2374上发表的标题为“Large-and small-signal IMD behaviorof microwave power amplifiers”的一文中有所提到，在此结合其全部内容作为参考)的存在提供基带短路。假设功率放大器是弱的非线性设备，通过使用具有泰勒展开的沃尔泰拉序列，可以将输出RF电流i_OUT(t)表示为：

$i_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=\frac{1}{2}{H}_1\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}{V}_q{e}^{j{\omega }_{q}t}+\frac{1}{4}{H}_2\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}{V}_{q_1}{V}_{q_2}{e}^{j({\omega }_{q1}+{\omega }_{q2})t}$

$+\frac{1}{8}{H}_3\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_3=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}{V}_{q_1}{V}_{q_2}{V}_{q_3}{e}^{j({\omega }_{q_1}+{\omega }_{q_2}+{\omega }_{q_3})t}$

$+\frac{1}{16}{H}_4\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_3=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_4=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}{V}_{q_1}{V}_{q_2}{V}_{q_3}{V}_{q_4}{e}^{j({\omega }_{q_1}+{\omega }_{q_2}+{\omega }_{q_3}+{\omega }_{q_4})}$

$+\frac{1}{32}{H}_5\underset{q_1=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_2=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_3=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_4=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}\underset{q_5=-Q}{\overset{Q}{\Sigma }}{V}_{q_1}{V}_{q_2}{V}_{q_3}{V}_{q_4}{V}_{q_5}{e}^{j({\omega }_{q_1}+{\omega }_{q_2}+{\omega }_{q_3}+{\omega }_{q_4}+{\omega }_{q_5})t}$

$+...$

利用两个正弦输入信号，可以将输入电压表示为：

$v_{\mathrm{IN}}\left(t\right)=A[\cos ({\omega }_{1}t+{\theta }_1)+({\omega }_{2}t+{\theta }_2)]$

$=\frac{A}{2}[e^{-j({\omega }_{1}t+{\theta }_1)}+e^{j({\omega }_{1}t+{\theta }_1)}+e^{-j({\omega }_{2}t+{\theta }_2)}+e^{j({\omega }_{2}t+{\theta }_2)}]$

在实践中分析到第五级的项时，可以将IMD3表示为

$i_{\mathrm{OUT}}(2{\omega }_2-{\omega }_1)$

$=\frac{{3A}^3}{8}{H}_3({\omega }_2,{\omega }_2,-{\omega }_1)e^{j[(2{\omega }_2-{\omega }_1)t+(2{\theta }_2-{\theta }_1)]}+\frac{50A^5}{32}{H}_5({\omega }_2,{\omega }_2,-{\omega }_1,{\omega }_1,\omega )e^{j[(2{\omega }_2-{\omega }_1)t+({2\theta }_2-{\theta }_1)]}$

如果H₃(·)与H₅(·)180°反相，则存在IMD3最小值。

所描述的拓扑提供动态IMD3最小值。H_i(·)是匹配网络的源/负载阻抗的函数以及取决于静态工作点的放大晶体管的非线性内部部件。然后，可以通过这些的任意组合调节IMD3最小值使得H₃(·)与H₅(·)180°反相。所描述的拓扑提供基带短路并且通过自适应偏置电流动态调节IMD3最小值，同时保持源/负载阻抗和偏置电压恒定。为了进一步说明动态IMD3最小值的概念，图15中说明了IMD3最小值的移动。如果偏置了较低电流，则IMD3最小值从点M移动到点L。相反地，如果偏置了较高电流，则IMD3最小值移动到点H。因此，IMD3最小值动态为随着输入功率改变的自适应偏置电流。

互调失真是功率放大器工作在非线性区域内时的共同问题。尽管IMD3最小值可以存在于传统的功率放大器中，但是其太窄而仅覆盖输出功率的几个dB范围。因此，对于如图16所示的较宽动态范围来说，动态IMD3最小值技术用于降低相邻信道功率(在功率放大器处于两音调测试时该IMD3的功率)。结果，可以进一步利用输出功率，同时相邻信道功率仍然保持在移动系统的要求规范之下。