WCDMA系统中对抗采样钟频率偏差的时隙同步方法

摘要

一种通信技术领域的WCDMA系统中对抗采样钟频率偏差的时隙同步方法。对输入信号进行高倍的过采样(采样率为6倍到10倍的码片率)，经过下采样后分为多路信号搜索时隙边界，最后通过比较合并的方法找出正确的时隙边界点，完成对WCDMA系统下行信号的时隙同步。本发明不仅能够克服在初始同步初期采样钟频率偏差对时隙同步带来的影响，而且与现有技术相比，不需要额外的采样钟同步装置，系统的复杂度更低，资源消耗更小，使得同步时间大大地缩短。

说明书

技术领域

本发明涉及的是一种通信技术领域的方法，特别是涉及一种频分双工(FrequencyDivision Duplexing)模式的WCDMA(Wideband CDMA的简称，宽带码分多址)系统中对抗采样钟频率偏差的时隙同步方法。

背景技术

宽带码分多址系统，是一种由3GPP具体制定，基于GSM MAP核心网，以UMTS地面无线接入网(UMTS Terrestrial Radio Access Network)为无线接口的第三代移动通信系统。与另外两种第三代移动通信系统(CDMA2000和TD-SCDMA)不同，WCDMA系统是一个异步无线通信系统。因此移动台与蜂窝内的基站之间进行通信之前，必须要与基站处于同步状态，即移动台需要获得基站的定时信息，包括码片定时、时隙定时、帧定时等。

当移动台刚开机或者失去同步之后，需要进行小区搜索与基站进行初始同步。WCDMA的标准文档“ETSI TS 125 214 v8.2.0”中提到WCDMA系统中的小区搜索过程分为三个步骤，首先利用下行信道中的同步信道(Synchronization Channel，简称SCH)中的主同步码(PrimarySynchronization Code，简称PSC)获得时隙同步，然后利用同步信道中的辅同步码(Secondary Synchronization Code，简称SSC)获得帧同步和当前小区所使用的扰码所属的扰码码组号，最后利用公共导频信道(Common Pilot Channel，简称CPICH)得到移动台当前所在小区所使用的扰码。

小区搜索的第一步时隙同步主要利用下行同步信道上发射的主同步码。WCDMA系统中，下行同步信道包括两个子信道：主同步信道(Primary SCH)和辅同步信道(Secondary SCH)。主同步信道和辅同步信道无线帧的时间长度为10ms，分为15个时隙，每个时隙包含2560个码片。

同步信道在每个时隙的前256个码片时间内周期发送用于同步的信号，其中主同步信道重复发送主同步码，辅同步码在每一帧内的不同时隙发送不同的辅同步码，不同帧内的相同时隙发送相同的辅同步码。

主同步信道中发送的主同步码是广义层次Golay码序列(Generalized HierarchicalGolay Sequence)，主同步信道每个时隙中发送的主同步码都是相同的。主同步码的生成方法可以参考WCDMA标准文档“ETSI TS 125 213 v8.2.0”中的5.2小节。主同步码本身具有良好的非周期自相关性，同时与辅同步码彼此之间也具有优良的正交性。图1是主同步码的自相关峰值。WCDMA系统正是利用主同步码的这种性质，在接收端通过使用与主同步码相匹配的匹配滤波器或者相关器对接收信号进行滤波，通过搜索相关峰的峰值位置来获得接收信号的时隙定时信息。因此从理论上来说，只要在接收端使用一个性能较好的匹配滤波器或者相关器，就能找到下行信号的时隙边界。

经对现有技术文献的检索发现，中国专利申请号为01136713.X、名称为“可配置W-CDMA时隙同步匹配滤波器装置”中就提出了一种高效的匹配滤波器。由于WCDMA系统基站与移动台之间的异步特性，在进行时隙同步时要考虑采样钟频率偏差对主同步码的相关性带来的影响。由于移动台与基站使用的晶振之间或多或少存在频率偏差，移动台采样量化得到的数字基带信号的采样点之间的时间间隔大于或者小于理想的时间间隔(基站发送的基带数字信号的时钟周期)，导致经过匹配滤波器后得到的相关峰值之间的间隔不等于2560个码片(一个时隙的码片长度)。

目前对于采样钟频率偏差的处理方法分为两种。一种是使用反馈回路，在数字基带部分对采样钟频率偏差进行估计，产生误差信号控制采样钟的频率变化方向，最终使移动台的时钟与基站的时钟达到同步状态；另一种是通过内插的方法对数字基带信号进行处理，使用Farrow滤波器这类装置在数字域对数字基带信号进行采样率的调整。这两种方法各有利弊，实现上都存在一定的复杂度。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出一种WCDMA系统中对抗采样钟频率偏差的时隙同步方法。本发明不仅能有效的获取接收信号的时隙定时信息，而且不需要额外的纠正采样钟频率偏差的装置，时隙同步的系统实现复杂度更低。

本发明包括以下步骤：

第一步，对输入的N倍过采样(采样率为6倍到10倍的码片率)数字基带信号进行频率偏差估计，得到频率偏差估计值Δf_e；根据频率偏差的估计值Δf_e对数字基带信号进行频率补偿，具体为：

r_comp(n)＝r(n)×exp[2πn×Δf_e/f_samp]

其中f_samp是数字基带信号的采样率。

所述的频率偏差估计，包括以下步骤：

1.设置2M个频率偏差预补偿控制字

Δf_p(n)＝n×1000

其中n＝{-M，-M+1，...，-1，1，...，M-1，M}，表示进行预补偿的频率值。

2.用所述频率偏差预补偿控制字{Δf_p(n)}对接收数字基带信号{r(n)}分别进行频率偏差预补偿，得到2M路预补偿信号，具体如下

$r_{\mathrm{comp}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=r\left(n\right)\times \exp [2\mathrm{\pi n}\times \Delta f_p\left(k\right)/f_{\mathrm{samp}}],$k∈{-M，...，1，1，...，M}

其中f_samp是数字基带信号的采样率。

3.将{r(n)}与所得的2M路预补偿信号分别通过与主同步码匹配的滤波器，得到2M+1路主同步码相关值；从得到的相关值中搜索最大值，最大值对应信号所使用的频率偏差预补偿控制字就是对接收信号的频率偏差估计值Δf_e。

第二步，对频偏补偿后的信号{r_comp(n)}等间隔抽取进行下采样，抽取间隔等于过采样倍数N；由于抽取的偏移不同，可以得到N路单倍码片率的基带数字信号，具体为k∈{1，..，N}

其中：k为对原始信号进行抽取的偏移值，n为下采样信号的采样点序号。

第三步，将每一路下采样数字基带信号k∈{1，..，N}通过主同步码匹配滤波器，得到N路主同步码相关值，具体为

$s^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{256}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{dn}}^{\left(k\right)}(n+i-1)*C_{\mathrm{psc}}\left(i\right),$k∈{1，..，N}

接着对每一路相关值信号进行归一化处理，得到N路归一化相关值，具体为

$s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{\left|s^{\left(k\right)}\left(n\right)\right|}{\sqrt{\underset{i=1}{\overset{256}{\Sigma }}{\left|r_{\mathrm{dn}}^{\left(k\right)}(n+i-1)\right|}^2}},$k∈{1，..，N}

第四步，对N路归一化相关值信号{s^(k)(n)}，k∈{1，..，N}进行比较得到一路最大归一化相关值信号{s_max(n)}。在N路归一化相关值信号中，从相同序号的N个归一化相关值中选出最大值作为{s_max(n)}中该序号的值；同时记录{s_max(n)}中的每个点选自哪一路信号。具体为：

$s_{\max }\left(n\right)=\max \left\{s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right\},$k∈{1，..，N}

$d_{\mathrm{idx}}\left(n\right)=k|{\{s}_{\max }\left(n\right)=s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\}$

第五步，从{s_max(n)}的前两个时隙(2560×2＝5120码片)中找到最大值H。

如果H大于归一化门限值NT，则将其作为接收信号的时隙边界点的下采样初始值，也就是说这是本次处理中找到的第一个有效的时隙边界点。记时隙边界点的下采样下标序列为{t_idx(n)}，则t_idx(0)＝i|{s_max(i)＝H＝max{s_max(n)}，n∈{1，2，..，5120}}；同时将有效时隙边界计数器置为1，具体为b_num＝1。

如果最大值H小于归一化门限值NT，则将搜索窗口向后滑动5120个码片，重复本步骤，直至找到第一个有效的时隙边界点为止。

第六步，以t_idx(0)为初始值，开始搜索其余的时隙边界点的序号。具体的方法是，以第n-1个时隙边界点为基点查找第n个时隙边界点，由于存在采样钟频率偏差，两个相邻的主同步码相关峰值之间的间隔不等于2560个码片(一个时隙对应的码片数目)，因此在以第n个时隙边界点的理论位置为中心的一个小区间内搜索第n个有效的时隙边界点的时隙位置。若该区间内的最大值超过了归一化相关值的门限值NT，则记录第n个时隙边界点为

t_idx(n)＝x|{s_max(x)＝max{s_max(i)，i∈[t_idx(n-1)+2560-w，t_idx(n-1)+2560+w]}}

其中w为设置搜索区间宽度的参数，通常可取2至4；同时将有效时隙边界计数器增加1，具体为b_num＝b_num+1。

若该区间内的最大值没有超过归一化相关值的门限值NT，则记录第n个时隙边界点为

t_idx(n)＝t_idx(n-1)+2560

同时有效时隙边界计数器保持不变。

第七步，当上一步中处理完一个完整的WCDMA帧(15个时隙)之后，检查b_num中的值，若b_num中的值大于预设的时隙检测门限值SN，表示正确地完成了时隙同步，则将b_num清零，同时根据所得到的时隙边界点位置信息{t_idx(n)}计算原始信号中对应时隙边界点的位置并输出，具体为：

b_num＝0

T_idx(n)＝[t_idx(n)-1]*N+d_idx[t_idx(n)]-1

若b_num中的值小于门限值SN，表示没有完成时隙同步，则将b_num清零，开始处理下一帧数据。

本发明不仅能够克服在初始同步初期采样钟频率偏差对时隙同步带来的影响，而且与现有技术相比，不需要额外的采样钟同步装置，系统的复杂度更低，资源消耗更小，使得同步时间大大地缩短。

附图说明

图1为主同步码的自相关性能；

图2为本发明实施例工作原理结构示意框图；

图3为本发明实施例实施流程示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的方法进一步描述：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例

如图2所示，本实施例实施过程中的工作原理结构示意框图，本实施例结构包括频率偏差估计和补偿模块201，等间隔下采样模块202，主同步码相关器组203，相关值归一化模块204，相关值比较选择模块205，时隙边界点搜索模块206，时隙边界点序号计算模块207。

如图3所示，本实施例包括以下步骤：

步骤301，按照发明内容中第一步中所述的频率偏差估计方法，对输入的8倍过采样数字基带信号进行频率偏差估计，得到频率偏差估计值Δf_e；根据频率偏差的估计值Δf_e对数字基带信号进行频率补偿，具体为

r_comp(n)＝r(n)×exp[2πn×Δf_e/f_samp]

其中f_samp是数字基带信号的采样率，为8倍WCDMA信号码片率。

步骤302，对频偏补偿后的信号{r_comp(n)}等间隔抽取进行下采样，抽取间隔等于过采样倍数8；由于抽取的起始偏移位置不同，得到8路单倍码片率的数字基带信号，具体为

$r_{\mathrm{dn}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=r_{\mathrm{comp}}\{(n-1)\times 8+k\},$k∈{1，..，8}

其中：k为对原始信号进行抽取的偏移值，n为下采样信号的采样点序号。

步骤303，将8路下采样数字基带信号k∈{1，..，8}分别通过主同步码相关器，得到8路主同步码相关值，具体为

$s^{\left(k\right)}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{256}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{dn}}^{\left(k\right)}(n+i-1)*C_{\mathrm{psc}}\left(i\right),$k∈{1，..，8}

接着对8路主同步码相关值进行归一化处理，得到8路归一化主同步码相关值，具体为

$s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)=\frac{\left|s^{\left(k\right)}\left(n\right)\right|}{\sqrt{\underset{i=1}{\overset{256}{\Sigma }}{\left|r_{\mathrm{dn}}^{\left(k\right)}(n+i-1)\right|}^2}},$k∈{1，..，8}

步骤304，在步骤303中得到的8路归一化相关值信号中，从相同序号的每8个归一化相关值中选出一个最大值，记为{s_max(n)}中该序号的值；同时记录{s_max(n)}中的每个点选自哪一路信号。具体为：

$s_{\max }\left(n\right)=\max \left\{s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\right\},$k∈{1，..，8}

$d_{\mathrm{idx}}\left(n\right)=k|{\{s}_{\max }\left(n\right)=s_{\mathrm{norm}}^{\left(k\right)}\left(n\right)\}$

步骤305，从{s_max(n)}的前两个时隙(2560×2＝5120码片)中找到最大值H。

如果最大值H大于归一化门限值0.3，则将其作为接收信号的时隙边界点的下采样初始值，也就是说这是本次处理中找到的第一个有效的时隙边界点。记时隙边界点的下采样下标序列为{t_idx(n)}，则t_idx(0)＝i|{s_max(i)＝H＝max{s_max(n)}，n∈{1，2，.，5120}}；同时将有效时隙边界计数器置为1，具体为b_num＝1。

如果最大值H小于归一化门限值0.3，表示没有搜索到有效的时隙边界点，将搜索窗口向后滑动5120个码片，重复本步骤，直至找到第一个有效的时隙边界点为止。

步骤306，以步骤305中找到的t_idx(0)为初始值，开始搜索其余的时隙边界点的序号。具体的方法是，以第n-1个时隙边界点为基点查找第n个时隙边界点，第n个时隙边界点的理论位置为

t_idx(n)＝t_idx(n-1)+2560

由于存在采样钟频率偏差，以第n个时隙边界点的理论位置为中心的一个小区间内搜索第n个有效的时隙边界点的时隙位置，搜索半径为距离理论时隙边界点3个码片以内。若该区间内的最大值超过了归一化相关值的门限值0.3，则记录第n个时隙边界点的位置为

t_idx(n)＝x|{s_max(x)＝max{s_max(i)，i∈[t_idx(n-1)+2560-3，t_idx(n-1)+2560+3]}}

同时将有效时隙边界计数器增加1，具体为b_num＝b_num+1。

若该区间内的最大值没有超过归一化相关值的门限值0.3，表示该区间内没有有效的时隙边界点，则记录第n个时隙边界点的位置为

t_idx(n)＝t_idx(n-1)+2560

同时有效时隙边界计数器保持不变。

此时如果处理完了一个完整的WCDMA帧，也就是得到了15个时隙的时隙边界点的位置，则进行下一步的处理；如果没有处理完一个完整的WCDMA帧，则继续搜索下一个时隙边界点的位置。

步骤307，检查b_num中的值，若b_num中的值大于预设的时隙同步检测门限值13，表示正确地搜索到了足够多的有效时隙边界点，完成了时隙同步，因此将b_num清零，同时根据所得到的时隙边界点位置信息{t_idx(n)}计算原始信号中对应时隙边界点的位置，具体为

b_num＝0

T_idx(n)＝[t_idx(n)-1]*8+d_idx{t_idx(n)}-1

此时得到的时隙边界点序号就是接收数据的时隙边界信息，输出到下一级模块中以供使用。

若b_num中的值小于时隙同步检测门限值13，表示没有搜索到足够多的有效时隙边界点，时隙同步失败，因此将b_num清零，开始对下一帧数据进行处理。