电力线双向通信系统中出站消息信号检测的改进

摘要

本发明公开了TWACS出站消息信号检测的改进。第一改进包括匹配出站前同步码中的当前正在检测的位之间出现的一些(或全部)中间点。这减小了虚假同步的可能性，从而降低了错过出站消息信号的概率。第二改进是要求一些或所有已知的前同步码位超过预定门限，其中门限和所述位均是可调整的。一种另外的方案是在发射应答器中采用4-8个额外的缓存器以检测出站消息中的前同步码格式。出站消息波形的每个半周期要求将位只输入到有效用于其中正在发射消息的特定参考帧的缓存器中，因为只有用于该参考帧的缓存器被使用。该过程继续直到根据出站消息的长度提取了指定要被发送的所有位为止。然后对该消息执行CRC。利用这一方法消除了入站消息被检测作为出站消息以及所导致的发射应答器的“盲目”的问题。它还使得发射应答器对噪声较不敏感，所述噪声使得当前发射应答器在没有前同步码时检测到前同步码而导致错过有效出站消息。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2007年4月24日提交的美国临时专利申请60/913,612的优先权，并且该美国临时专利申请通过引用合并于此。

关于联邦政府资助研究的声明

无

技术领域

本发明涉及电力设施采用的双向自动通信系统(TWACS)，所述双向自动通信系统用于从设施向端设备发送消息，并且接收和处理来自该端设备的包含与诸如当前能量消耗、断电等事件有关的信息的响应。更具体地，本发明提出了一种用于改进设施发送的出站消息的检测的方法。

背景技术

TWACS消息可以分类为出站消息(outbound message，OM)或入站消息(inbound message，IM)，在电力分配系统的选定相(Φ)上发送和接收TWACS消息。当发送出站消息时，发射应答器将检测该消息并且利用信道编码对其确认。如下文所述，与出站消息信号的同步包括将消息的9位前同步码与期望的位格式进行匹配。可以理解，同步不一定意味着发射应答器检测到的消息将错误检测用作信道编码的一部分。此外，因为在同步时还没有接收到整个消息，所以发射应答器必须继续检测位直到接收到消息的末尾为止。如果发射应答器错误地检测到看起来是前同步码的信号，它将试图检测在该前同步码之后的位，即使不存在任何信号。这可能导致在发射应答器处于位检测状态时出现的出站信号的漏检测。

有时在发射应答器中可能由电力线上的随机噪声引发错误的前同步码检测，但是更可能的原因是TWACS入站信号。TWACS入站信号和TWACS出站信号十分相似：入站信号可以包含与出站消息的前同步码相匹配的位格式。根据系统配置，这些格式可能出现在紧邻在与特定发射应答器相同的相上发送出站消息之前。

类似地，当一个TWACS出站消息在另一个出站消息之后时，发射应答器可能错过该出站消息。连续的出站消息可以在相同相或不同相上发送。如果发射应答器错误地同步到第一个出站消息(由于其他噪声源)，则该发射应答器也更可能错过第二个出站消息。

这个问题是综合的，因为一旦发射应答器同步到与出站前同步码匹配的位格式，则该发射应答器停止寻找任何其他前同步码格式。可以理解，检测到的位格式可能是错误的也可能是正确的。由于发射应答器基于与错误位格式的同步而继续处理它现在认为的出站传输，因此在发射应答器中产生了盲点(时间段)。如果在该时间段中在发射应答器的该相上发射真实的出站消息，则因为在该段时间中发射应答器没有在寻找出站消息，所以发射应答器将错过该消息。盲点可能持续从几字节的TWACS出站消息时间的(对于最短有效消息)到31字节的最大消息大小不等。这对应于2.13秒到16.50秒之间的时间范围。

尽管入站信号是引起出站检测器错过真实出站信号的虚假出站前同步码的一般源，但是该问题也可能由电力线噪声引发。当无信号存在且发射应答器正在寻找前同步码时，存在某随机噪声序列与出站前同步码格式匹配的一定概率。同样，这可以导致发射应答器处理它认为的出站消息而不再监视真实的出站消息。

发明内容

本公开涉及对检测TWACS出站消息中的前同步码格式的方法的改进，所述改进提高了检测到真实的TWACS出站消息的可能性。第一个改进包括匹配出站前同步码波形中的在当前正在检测的那些位之间出现的一些(或全部)中间点，以便减小虚假同步的可能性并因此降低错过出站消息的概率。测试表明该改进显著减少了错过的出站消息的相对数目。

另一种方案是在发射应答器中利用额外的(2-8)缓存器以同时处理出站消息，每个缓存器增加大约35字节RAM，并要求最小量的额外处理功率。当检测到出站消息前同步码时，同步检测器继续搜索另外的出站消息前同步码，并且如果检测到另外的前同步码，则利用额外的缓存器缓存相关联的位。此过程继续直到收集到与每个消息的前同步码相关联的所有位为止。然后执行循环冗余校验(CRC)以确定所收集的位格式的有效性。采用该方法显著降低了发射应答器的任何“盲目”的持续时间和频率，因为即使检测到了错误前同步码，前同步码搜索也会继续直到所有缓存器装满为止。

其他的目的和特征将部分是明显的，且部分在下文中指出。

附图说明

本发明的目的如在组成本说明书的一部分的附图中所示的说明性实施例中所提出的那样实现。

图1是通过滤波器之后的有噪声的出站前同步码序列的图示；

图2是示出了在严峻操作条件下仿真得到的对于用于TWACS入站信号发送的六(6)信道组之一的63种可能组合的每一种来说的对入站信号的虚假同步概率的图；以及

图3示出了对不同门限值的零/非零值比率测试的性能。

具体实施方式

以下详细描述作为示例而不是作为限制说明了本发明。该描述无疑使本领域的技术人员能够执行和使用本发明，并且描述了本发明的多个实施例、修改、变型以及替选方案和用途，包括目前被认为是执行本发明的最佳模式的内容。此外，可以理解，本发明在其申请中不限于以下描述中提出的或附图中图示的构造和部件安排的细节。本发明可以有其他实施例且可以以各种方式实施或进行。而且，可以理解，这里所用的措词和术语是为了描述的目的而不应该被看作是限制性的。

出站TWACS消息的前同步码由9位格式011100100或16进制的0E4组成。1和0通过在接近过零点的AC波形的第一或第三个半周期上设置脉冲来表示。对于给定的出站消息，所有脉冲放在正半周期上或是负半周期上。因此，TWACS出站信号检测器查看所有的过零点。下面是接收机检测到的代表性脉冲格式。顶部一行是位编号；中间一行是二进制序列；底部一行是脉冲格式。“1”表示存在脉冲而“0”表示不存在脉冲：

位    1    2    3     4     5     6     7     8     9

二进制序列 0    1     1     1     0     0     1     0     0

脉冲格式   1    0100  0100  0100  0001  0001  0100  0001  0001

本领域的技术人员将理解，在以上表示中忽略了第一位(位1)的前导0。为了从正在处理的信号中去除AC波形，接收机从当前正在处理的波形中减去在处理序列中在前一个周期所收集的数据。这可以作为滤波操作来完成，采用滤波器系数[1，0，-1]。在整个前同步码上执行该操作，输出为：

1000-1010-1010-100010-101000-100010-1010x

格式末尾的x是不确定的，因为它取决于消息序列中下一位的值。注意到，没有考虑信号的大小，以使得值1和-1实质上是正或者负的某个任意值的“占位符”。包括序列末尾的不确定位序列总长度为35位。

图1示出了滤波之后的前同步码序列的有噪声形式。如下所述，位速率是每四个半周期一位；所以在图1中示出并用数字标注了四个可能的同步点。在图1中，同步点1是用于正在处理的消息的正确对齐。如果此时从前同步码中提取出结果位，则结果序列为：

1-1-1-111-111

其中正值(这里用1表示)对应于二进制0，负值(这里用-1表示)对应于二进制1。之前所用的出站检测方法进行检查以验证该格式是否与期望的格式匹配，并且还检查以确定这些位是否超过信号强度的预定门限。此门限在图1中通过图中间的灰色区域示出，并且被认为是“0”区域。换言之，落在该区域中的信号假定为不是出站信号。这可以被看作是将信号量化为对应于1、0和-1三个值之一。在过去，检测器不要求所有前同步码位满足门限要求，但是近来的测试表明这在减少虚假前同步码检测中是有效的。此外，只采用每4个值来评估可能的同步序列的有效性忽略了那些值之间出现的有用信息。如图1所示，参考帧1是正确的同步点，参考帧2和4均接近零，参考帧3包含零和非零值的混合。由于所有这些值都是在确定正确同步点之前处理的，因此最优虚假前同步码拒绝算法应该将这些值考虑在内。

如果在接收的前同步码序列中包括中间值，则实质上要完成的是设法匹配长度33的三元序列(忽略末尾的不确定部分)。但是，因为信号的幅度不能预知，所以构成0和1或-1的之间的最优门限只能自适应确定。一种进行该操作的简化的测试例如是只取期望出现1或-1处的那些点。通过只要求9位格式匹配，只高效地匹配33个点中的9个点。但是，由于要求所有非零位置也匹配，现改为匹配13个点。如果是正在处理完全随机噪声，则这将导致虚假同步的减少24或16倍。但是，如果噪声是由非随机的入站TWACS信号引起的，则不一定是这样。

因为入站信号可以容易地被相邻相的发射应答器中的出站检测器发现，所以能够正确地拒绝可能看起来与出站消息前同步码相似而事实上是入站消息的一部分的格式是重要的。在将入站信号(或来自多个源的多个入站信号的和)通过出站消息滤波器之后，结果仍可能与前同步码的非零部分匹配。但是，由于入站消息信号中的脉冲格式不同于出站消息中的脉冲格式，因此它们在出站消息格式应该是0的位置上包含非零信息。因此，一种拒绝对入站信号的虚假同步的方式是对其他索引加强某种类型的测试。如何进行的一个示例是观察期望是0的位置的信号能量水平与期望是1的位置的能量水平的比率。为了定义这样的比率，对于上述滤波操作的结果，令Z表示对应于有期望值0的位置的索引组，即，

Z＝{2，3，4，6，8，10，12，14，15，16，18，20，22，23，24，26，27，28，30，32}

类似地，令N表示对应于有期望的非零值的位置的索引：

N＝{1，5，7，9，11，13，17，19，21，25，29，31，33}

如果d_i是索引i处的接收信号的绝对值，令R表示零与非零信号强度的比率。即：

$R=\frac{\underset{i\in Z}{\Sigma }{d}_i}{\underset{i\in N}{\Sigma }{d}_i}---\left(1\right)$

此时，如果R超过预定门限值，则它将由于不是真实出站消息前同步码而被拒绝。根据下面给出的仿真结果，门限值的可接受范围在0.6至1范围内。

这种新同步方法对仿真的入站和出站消息信号进行测试。选择的噪声水平相对较高以便仿真严峻的操作条件。此外，出站信号经受冲激响应，所述脉冲响应在波形的下两个半周期中产生泄漏，在一个半周期后具有20％泄漏，在两个半周期后具有额外的10％泄漏。这些条件总体上导致出站消息信号被错过的概率为3％。该值比实际中通常见到的高。

针对TWACS入站信道方案中的6个信道的所有可能组合生成入站波形，所述入站波形包括1个信道的6种排列、2个信道的15种排列、3个信道的20种排列、4个信道的15种排列、5个信道的6种排列和所有6个信道的1种排列。这产生总共63种可能组合。

图2示出了对63种组合的每一种的入站信号的虚假同步的概率。该图包含对传统9点格式匹配和所提出的13点格式匹配来说的每入站消息的虚假同步平均数目。在图2中的一些例子中，通过13点匹配技术实现的虚假同步减少接近完全随机输入的理论极限16。另一方面，有两个例子，信道16和信道14，其中所有匹配9点格式的情况也匹配13点格式。这是针对这些信道的特定脉冲格式的特性，尽管对于它们来说虚假同步的概率已经相对较低。总体来看，虚假同步的平均减少大约是60％。

图3示出了对各种门限值的零/非零值比率测试的性能，关注的曲线用A表示。下文中说明了另外两条曲线B和C。在图3中，一个轴表示将入站消息中的数据错误地接受作为出站前同步码的概率，另一个轴表示错误地拒绝真实出站前同步码的概率。在比仿真中所采用的条件干净(即，噪声较少)的信号条件下，这一曲线趋向于向左移，如图3中所示。

当将门限设定为相对保守的值1.0时，错误地拒绝出站消息的概率是0.1％。将注意到，在该噪声水平上，仅由于噪声而错过前同步码的概率是17％。在该水平上，采用传统同步方法检测到的入站消息中的位置中仅6％能够通过13点格式匹配和通过零/非零值比率测试。当设定噪声水平以使得现有的检测方法错过3％的出站前同步码时，错误地拒绝出站消息的概率降低到0.01％，且入站消息接受百分比增加到5％。换言之，接受的虚假前同步码格式的数目降低20倍。剩余的虚假告警可以通过采用第二检测器基本上予以消除；或者，如果资源不允许，则可以降低门限到例如0.9。

此虚假前同步码拒绝方法具有一些比过去所用的方法要求基本上更多的存储量的要素，这可能使得在一些发射应答器中的实施不现实。该方面的主要问题是确定是否拒绝可能的前同步码的比率测试实质上是两个有限冲激响应(FIR)滤波器的输出的比率。实施这样的滤波器要求在存储器中存储滤波器整体长度的数据，大约35个半周期。由于这些滤波器在发射应答器中多次重复，因此必须为滤波器存储的每个额外的过去值导致存储量消耗的大量增加。

当前，平均信号幅度是采用一阶递归滤波器对四个可能同步点中的每一个点计算的，在每一步骤中利用之前输入的值的连续平均加上下一个新值来更新所述递归滤波器。平均值用于产生修改的零与非零比率测试。例如，令x_n表示在半周期n处的滤波器输入。在每个n处，有四个滤波器输出，即y_n，1，y_n，2，y_n，3和y_n，4。这些输出表示图1中所示的四个同步点的滤波输出。将注意到如果滤波函数是最后9个值的非加权平均，则y_n，1将包含大的输出，y_n，2和y_n，4将具有接近0的值，且y_n，3将具有在中间某处的值。给定以上定义，理想的零/非零比率可以用以下比率来近似：

$R=\frac{y_{n,1}}{y_{n,2}+y_{n,4}}---\left(2\right)$

该比率类似于以上式(1)中的R的最初定义，除了由于在最初定义的分子和分母中均有的一些项包含在y_n，3中，因此y_n，3从式(2)中的近似中被完全去除。

实际上，根据之前的输入的未加权平均计算滤波器输出y_n，1...y_n，4需要大量额外的存储量，所以递归平均可以用作一种近似。一种简单的一阶递归平均不需要任何额外的存储量，除了将y值存储为：

y_n＝x_n+αy_n-1                        (3)

α值是应该被选择以优化虚假同步格式的拒绝的平均常数。如果此时假定在半周期n处满足了13点格式匹配，则计算零/非零幅度比率(式1)或近似零/非零幅度比率(式2)并将其与预定门限比较，以便判断接收的格式实际上表示出站前同步码的可能性。

应该注意到式(1)表示需要额外存储量的理想情况，式(2)表示不需要任何额外存储量的简化情况。这些示例意在仅仅是说明性的而不是限制性的。例如，在有些额外存储量可用，但是不足以实施式(1)的情况下，可以实施一种不同于式(3)所示的滤波操作，所述滤波操作采用额外的内部滤波器状态，以更接近地近似式(1)的滤波器响应。

采用IIR滤波遇到的一个问题是由于其无限冲激响应，滤波器的输出将包含比同步序列更早的过去结果。在图1中，在出站消息前同步码之前存在的唯一信号是低水平噪声，其代表了一种最好情况场景。当IIR滤波用于比率测试的计算时，最差情况场景是在紧接着出站消息的前同步码之前接收到很强的入站消息信号。对于共享同一服务变压器的发射应答器而言，相邻的发射应答器所观察到的入站消息信号的信号强度可以比出站消息信号的信号强度大很多倍。在为了仿真的目的构造诸如此类的最差情况场景的过程中，假定在紧接着关注的出站消息信号之前在所有6个信道上接收到入站消息信号，并且每个入站消息信号具有10倍于出站消息信号的幅度。这意味着IIR滤波器的指数衰减必须足够快以丢弃或“忘记”出站消息前同步码的末端之前的入站消息信号的影响。经验测试表明，对于本发明的方法的使用，采用值α＝0.5获得最佳性能。采用该值具有如下优点：可以采用简单的移位操作来执行必要的计算。

图3示出了修改的零/非零比率测试的仿真结果。如上所述，对于修改的比率测试，强入站消息信号紧接在每个出站消息信号之前。但是，应该注意这对非修改比率测试没有任何影响，因为入站消息信号没有任何IIR分量。图3中的曲线B表示入站和出站消息信号的幅度相等的情况；曲线C表示入站消息信号比出站消息信号强10倍的情况。曲线间相对较小的间隔表明IIR滤波器的脉冲响应相对快速地接近0。结果是只有少量数据从之前的信号“泄漏”到比率测试中。虽然修改的比率测试不像未修改的比率测试表现那么好，但是考虑到修改的比率测试要求的存储量消耗的充分降低，该结果仍然代表对现有出站消息检测器技术的显著改进。

虚假前同步码拒绝的减少存储量的修改的次最佳性能的一个原因是没有包含图1中在同步点3(y_n，3)处观察到的非零中间值。但是，仍然可能采用减少的存储量在一定程度上测试这些值，因为仍然存储了该数据的量化形式(成为三元值)。此时，该方法可以要求所有33个数据点也落入正确的位强度范围内，而不是按前面的拒绝准则匹配数据中的13个点的符号。换言之，要求期望具有非零位强度的所有值(且只有这些值)超过预定门限。此时，该方法的一个缺点是门限当前不是自适应的，因此设定为相对较高。在一些例子中，具有高水平噪声的弱信号可能使得非零点之一不够强，或者短冲激噪声源会使得0值点超过门限。因此，允许存在一两个处理错误是合理的，但是还没有进行测试来确定什么将是可接受的。

总之，当满足以下准则时接收信号被认为是有效的同步格式：

a)所有13个非零值具有正确的符号；

b)非零值的预定子集预期超过预定门限；

c)33个值的大部分或全部关于位强度的门限落入正确范围；以及

d)式(1)或式(2)中定义的比率R超过规定门限。

当TWACS出站消息出现在AC电力线的不同相上时，该情况称为“出站串扰”。当前，发射应答器接受该出站消息而不是阻塞它，因为它们不能确定不同相上的TWACS出站消息和它们自己的相上的消息的区别。如果发射应答器检测到实际上是串扰的出站消息，则它当前在计算得到的入站消息时间段中停止寻找出站消息中的其他有效前同步码。如果TWACS的通信设备(SCE)在相同相上发送出站消息，则该信号将被错过，因为在相邻相上在入站消息时间段中发射应答器是“盲目”的。

由于基本问题是，很多发射应答器被设计为一旦找到前同步码格式则停止在出站消息中搜索新前同步码格式，因此该问题的另一解决方案是对发射应答器编程以使其即使在找到一个前同步码格式后仍继续搜索前同步码格式。如上所述，因为发射应答器具有有限量的存储器，且有限量的处理功率可用于发射应答器中所用的微处理器，所以当前发射应答器中的检测器一旦找到一个前同步码格式后即停止搜索前同步码格式。当引入具有更强大的微处理器、更多存储量和更高处理速度的新发射应答器时，则这些局限性得以缓和。

当前的出站检测器采用一组表来追踪针对涵盖四(4)种不同的可能半周期对齐的十四(14)个不同检测范围检测到的出站消息位。出站消息信号的每个位采用AC波形的四(4)个连续半周期编码，结果得到四(4)个其上可以找到出站消息OM的不同参考帧，所以检测器必须追踪四(4)个参考帧中的每一个。对于波形的每个半周期，只评估四(4)个参考帧中的一个，所以每个参考帧的位速率是四(4)个半周期一(1)位。

所述表还追踪信号的前八(8)位，既涉及位显示为1还是0，又涉及每个位的信号强度。映射中的1表示信号强度高于例如门限值25μsec；而0表示信号强度低于该门限。所述表还追踪位的连续平均(runningaverage)。在这一方面，每个位的信号强度被加到在前位的平均信号强度上，然后将得到的和除以2。这对所有范围进行。当在正在特定半周期中评估的那一参考帧中在一个或多个范围上检测到出站前同步码时，停止对那一参考帧的处理。此时具有最高连续平均信号强度的检测范围被选作最佳范围，并且从该处开始，对于剩余的出站消息信号只计算该范围和参考帧的数据。如果位的信号强度是正的，则它被检测为0；如果位的信号强度是负的，则它被检测为1。然后这些位被移位到发射应答器的出站消息缓存中，直到消息的出站长度部分中指定的数目的位全部被检测到为止。当检测到出站消息的每个位时，检测器采用该信息来确定在试图采用CRC校验码来确认该消息之前还需要接收多少位，以便为出站消息生成用于检测消息中的错误的校验和。

采用本发明的方法，不需要额外的表并且发射应答器只需要在所有14个范围和所有4个参考帧上继续搜索前同步码。现在采用了几个额外的出站消息缓存器，这些将需要额外的变量来描述它们是什么。需要知道的一件事是在哪个参考帧上为缓存器检测到了出站消息前同步码。另一件需要知道的事是检测到了出站消息前同步码的检测范围。当接收到足够消息以得知出站消息的长度时，该信息将被用于确定何时在该缓存器上执行CRC确认。所要求的另一项是位计数器，用于跟踪下一个检测位进行到哪里。

优选地，需要4-8个出站消息缓存器，每个缓存器只增加大约35字节RAM。额外的缓存器所需要的用以检测出站的额外处理功率是很小的。每个半周期只需要将位存储到有效用于那一参考帧的多个缓存器内，并且只需要管理用于当前参考帧的出站消息缓存器。但是，即使所有8个缓存器对同一参考帧均是有效的，每个缓存器也只需要将位插入到该缓存器中并更新缓存器的位计数。该过程继续直到根据提取的出站消息长度信息接收到指定发送的所有位为止。然后，对消息评估CRC。重要的是CRC的计算不影响其他正在进行的处理，因此对出站前同步码的搜索继续。由于CRC校验过程是耗时的，因此在接收到每个位时进行，而不是在检测到最后一位之后突然进行。处理上的这一提高与检测器的数目成比例。

采用该方法将显著减小TWACS入站消息被检测为出站前同步码，导致如前所述的发射应答器的“盲目”的可能性。它也使得发射应答器对特定类型的噪声更具抵抗力，该噪声使得发射应答器在没有出站前同步码时检测到出站前同步码，并且随后错过有效的出站消息。实现此优点所要求的改变相对很小，因为所有需要选择的是要维护的额外出站消息缓存器的数目。额外缓存器的数目甚至可以是可变的，从而允许在具有较高处理能力的发射应答器中采用较高数目的缓存器，在较低功率较低速度的单元中采用较少数目的缓存器。

鉴于以上描述，可以看到实现了本公开的多个目的和优点，且获得了其他有利的结果。