电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法

摘要

本发明提供了一种电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法。该电源转换器包括一个变压器，该变压器具有与电源相连的初级绕组和与负载相连的次级绕组。变压器能够工作于多个周期。多个周期中至少一个周期包含充电阶段、放电阶段和调整阶段。在充电阶段中，变压器由电源供电，流经初级绕组的电流增大。在放电阶段中，变压器放电以给负载供电，流经次级绕组的电流减小。放电阶段的时间长度与充电阶段、放电阶段及调整阶段的总的时间长度的比值为常数。本发明的电源转换器可以省去传统的电源转换器中所包含的光耦合器和误差放大器等部件，从而减小电源转换器的尺寸并提高效率。

说明书

技术领域

本发明涉及一种转换器，特别是涉及一种电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法。

背景技术

反激转换器是一种开关稳压电源，可以应用于交流/直流适配器或电池充电器。图1所示为一种传统的反激转换器100。该反激转换器100利用控制器120控制一个变压器。该变压器包含与直流电源VBB相连的初级绕组104、与负载112相连的次级绕组106以及辅助绕组108。控制器120控制与初级绕组104串联的开关118。当开关118接通，电流流经初级绕组104，变压器的磁芯124储能。当开关118断开，与次级绕组相连的二极管110正向偏置，磁芯124中储存的能量通过次级绕组106释放至电容122和负载112。误差放大器114将流经电流监测电阻111的电流和一个参考电流进行比较并产生反馈信号FB。反馈信号FB通过光耦合器116传送至控制器120。控制器120根据反馈信号FB控制开关118以调整变压器的输出能量。该传统反激转换器100的缺点在于其尺寸相对较大。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法，使电源转换器具有减小的尺寸。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种电源转换器。该电源转换器包括一个变压器，所述变压器具有与电源相连的初级绕组和与负载相连的次级绕组。所述变压器被配置为工作于多个周期，所述多个周期中至少有一个周期包含有充电阶段、放电阶段和调整阶段。在所述充电阶段，所述变压器由所述电源供电，流经所述初级绕组的电流增大；在所述放电阶段，所述变压器放电以给所述负载供电，流经所述次级绕组的电流减小；所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段及所述调整阶段的总的时间长度的比值为常数。

本发明还提供了一种用于控制电源转换器中变压器的控制器，该控制器包括第一信号产生器和与所述第一信号产生器相连的脉冲信号产生器。所述第一信号产生器接收第一反馈信号并产生第一信号。所述第一反馈信号指示所述变压器的次级绕组的输出电压。所述脉冲信号产生器根据所述第一信号产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制所述变压器的输出能量。在充电阶段，所述第一信号的电压从预设的参考电压值上升至第一电压值；在放电阶段，所述第一信号的电压从所述第一电压值下降至第二电压值；在调整阶段，所述第一信号的电压从所述第二电压值上升至所述预设的参考电压值。所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段及所述调整阶段的总的时间长度的比值为常数。

本发明还提供了一种控制变压器的方法，包括下列步骤：控制所述变压器工作于多个周期，所述多个周期中至少一个周期包含有充电阶段、放电阶段和调整阶段；在所述充电阶段对所述变压器供电；在所述放电阶段利用所述变压器对负载供电；决定所述调整阶段的时间长度，使得所述放电阶段的时间长度与所述充电阶段、所述放电阶段及所述调整阶段的总的时间长度之间的比值为常数。

与现有技术相比，通过采用本发明所述的电源转换器以及控制变压器的方法，可以省去图1中所示传统的电源转换器中所包含的光耦合器和误差放大器等部件，从而减小电源转换器的尺寸并提高效率。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1所示为一种传统反激转换器的方框图；

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器的方框图；

图3所示为图2中的控制器的结构示意图；

图4所示为根据本发明一个实施例的电源转换器接收的或产生的信号的波形图；

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

本发明提供了一种电源转换器和对电源转换器进行控制的方法。电源转换器包含变压器和控制变压器的控制器。控制器控制与变压器初级绕组串联的开关。通过控制开关的接通/断开时间，使得变压器可以通过次级绕组输出直流电流。通过采用本发明的电源转换器以及对电源转换器进行控制的方法，可以省去图1中所示传统的电源转换器中所包含的光耦合器和误差放大器等部件，从而减小电源转换器的尺寸并提高效率。

图2所示为根据本发明一个实施例的电源转换器200的方框图。图4所示为电源转换器200接收的或产生的信号的波形图。图2将结合图4进行描述。

在图2的示例中，电源转换器200包含变压器202及用于控制变压器202的控制器220。在一个实施例中，变压器202包含初级绕组204、次级绕组206和辅助绕组208。初级绕组204一端与直流输入电压V_BB相连，另一端通过开关218和电阻230连接到地。次级绕组206通过二极管210连接至负载212。在一个实施例中，辅助绕组208位于变压器202的初级绕组204一侧。辅助绕组208一端通过电阻214和电阻216连接至地，另外一端直接连接至地。

控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218来控制变压器202。在一个实施例中，控制器220由辅助绕组208产生的电压V_DD供电。电阻230提供反馈信号FB1。该反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_PR。辅助绕组208提供反馈信号FB2。该反馈信号FB2指示辅助绕组208的输出电压，从而进一步指示次级绕组206的输出电压。因此，反馈信号FB2能够指示流经次级绕组206的电流I_SE是否下降到预设的电流值，比如是否下降到0。在一个实施例中，反馈信号FB2在电阻214和电阻216之间的节点处产生。

控制器220包括信号产生器，例如振荡器226。电源转换器200还包括钳位电路228。当开关218接通时，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位。在一个实施例中，控制器220接收参考信号PEAK和参考信号SET。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的电流I_PR的最大电流值I_PEAK。参考信号SET具有参考电压值V_SET。在另一个实施例中，参考信号PEAK和参考信号SET由控制器220产生。

控制器220接收反馈信号FB1和反馈信号FB2，并根据反馈信号FB1和反馈信号FB2产生一个脉冲信号(如脉宽调制信号PWM1)来控制开关218。控制器220通过控制与初级绕组204串联的开关218，使得变压器202工作于多个周期。在一个实施例中，一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ，如图4中所示。在充电阶段T_ON，变压器202由输入电压V_BB供电，流经初级绕组204的电流I_PR增大。在放电阶段T_DIS，变压器202放电对负载212供电，流经次级绕组206的电流I_SE减小。

具体而言，在充电阶段T_ON，控制器220接通开关218，从而使得变压器202接收输入电压V_BB。当开关218接通，与次级绕组206相连的二极管210反向偏置，没有电流流经次级绕组206。电流I_PR流经初级绕组204、开关218和电阻230到地。电流I_PR线性增大。因此，在充电阶段T_ON，变压器202的磁芯224储能，钳位电路228对反馈信号FB2的电压进行钳位，使得反馈信号FB2的电压为0。

在放电阶段T_DIS，控制器220关断开关218，通过变压器202放电对负载212供电。当开关218断开，与次级绕组206相连的二极管210正向偏置，磁芯224通过次级绕组206释放能量至电容222和负载212。在放电阶段T_DIS，流经次级绕组206的电流I_SE从一个最大电流值I_SE-MAX线性减小至一个预设的电流值(比如减小到0)。次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的初级绕组204与次级绕组206的匝数比决定。

在调整阶段T_ADJ，开关218保持关断，没有电流流经初级绕组204和次级绕组206。

如图4中流经次级绕组206的电流I_SE的波形所示，在一个周期T_S中次级绕组206输出的平均电流I_OAVG可以由等式(1)得到。

$I_{\mathrm{OAVG}}=\frac{I_{\mathrm{SE}-\mathrm{MAX}}}{2}·\left(\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}\right)---\left(1\right)$

其中，T_S＝T_ON+T_DIS+T_ADJ。

充电阶段T_ON的时间长度和放电阶段T_DIS的时间长度可以由初级绕组204和次级绕组206的电感、输入电压以V_BB及负载212两端的输出电压V_OUT决定。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。其中，周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度。在等式(1)中，次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX由初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比决定。在一个实施例中，初级绕组204的最大电流值I_PEAK和变压器202的匝数比均为常数，从而次级绕组206的最大电流值I_SE-MAX也为常数。根据等式(1)，若放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数(即T_S＝k＊T_DIS，k为常数)，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。

因此，即便输入电压V_BB和输出电压V_OUT可能变化，只要放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数，则次级绕组206输出的平均电流I_OAVG也为常数。换言之，通过一个滤波器(如与负载212相连的电容222)，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

图3所示为图2中的控制器220的结构示意图。图3将结合图2和图4进行描述。控制器220使得调整阶段T_ADJ具有恰当的时间长度从而使得放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，电源转换器200可以为负载212提供直流电流。

在一个实施例中，控制器220包含振荡器226、比较器314、比较器316和脉冲信号产生器，比如脉宽调制信号产生器318。振荡器226根据反馈信号FB2产生锯齿波信号SAW。反馈信号FB2指示次级绕组206的输出电压。比较器314将锯齿波信号SAW和参考信号SET进行比较。参考信号SET具有参考电压值V_SET。比较器316将反馈信号FB1和参考信号PEAK进行比较。反馈信号FB1指示流经初级绕组204的电流I_SE。参考信号PEAK决定流经初级绕组204的最大电流值I_PEAK。脉宽调制信号产生器318与比较器314以及比较器316相连，并产生一个脉宽调制信号PWM1。振荡器226产生的锯齿波信号控制脉宽调制信号PWM1的占空比。脉宽调制信号PWM1控制开关318的导通状态从而控制变压器202的输出能量。

控制器220还包含控制信号产生器320。控制信号产生器320根据反馈信号FB2产生控制信号CTRL。控制信号CTRL施加至振荡器226。在一个实施例中，如果反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH(TH＞0)，则控制信号CTRL为逻辑1，否则控制信号CTRL为逻辑0。在图3的例子中，振荡器226包含电流源302和304、开关306和308以及电容310。电容310上产生的电压信号即为锯齿波信号SAW。根据开关306和308的导通状态，电容310可以在电流源302的作用下充电或在电流源304的作用下放电。

如果电容310的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。从而使得变压器202工作于充电阶段T_ON。钳位电路228使得反馈信号FB2的电压为0，从而控制信号CTRL具有第一电平(如逻辑0)。控制信号CTRL控制振荡器226中的开关308。控制信号CTRL通过非门312连接至开关306。在图3的示例中，当控制信号CTRL为逻辑0时，开关306接通，开关308断开。电容310由电流源302的电流充电。因此，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET开始上升。同时，流经初级绕组204的电流I_PR增大。比较器316将反馈信号FB1与参考信号PEAK进行比较。当反馈信号FB1的电压达到参考信号PEAK的电压时，说明流经初级绕组204的电流I_PR增大至最大电流值I_PEAK，此时控制器220断开开关218，从而结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。具体而言，脉宽调制信号产生器318产生具有第二电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑0)以断开开关218。当充电阶段T_ON结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)上升至第一电压值V₁，如图4所示。换言之，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)从参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁这段时间内开关218接通。

在放电阶段T_DIS，开关218断开，流经次级绕组206的电流I_SE从最大电流值I_SE-MAX减小。在放电阶段T_DIS，辅助绕组208产生直流输出电压。该输出电压被电阻214和216分压。在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压(即电阻216两端的电压)与辅助绕组208的输出电压成正比，因此，反馈信号FB2也是一个直流电压。在一个实施例中，适当选择电阻214和电阻216的阻值，使得在放电阶段T_DIS，反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH。当反馈信号FB2的电压大于预设门限值TH，控制信号CTRL为逻辑1，使开关306断开而开关308接通。电容310以电流源304的电流放电，电容310的电压从第一电压值V₁下降。

当反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，也即流经次级绕组206的电流I_SE减小到预设的电流值时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当流经次级绕组206的电流I_SE减小到0时，控制器220结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。当放电阶段T_DIS结束时，电容310的电压(也即锯齿波信号SAW的电压)下降至第二电压值V₂，如图4所示。

在调整阶段T_ADJ，因为反馈信号FB2的电压下降至门限值TH，控制信号CTRL变为逻辑0。开关306接通，开关308断开。电容310再次由电流源302的电流充电。电容310的电压从第二电压值V₂上升。在调整阶段T_ADJ，开关218保持断开，没有电流流经初级绕组204或次级绕组206。当锯齿波信号SAW的电压上升至参考电压值V_SET，则控制器220结束调整阶段T_ADJ并接通开关218以启动下一个周期T_S中的充电阶段T_ON。具体来讲，脉宽调制信号产生器318产生具有第一电平的脉宽调制信号PWM1(比如，PWM1为逻辑1)以接通开关218。

假设电容310的电容值为C₁，电流源302的电流为I₁，电流源304的电流为I₂。在充电阶段T_ON结束时，锯齿波信号SAW的电压(电容310的电压)可以表示为：

$V_1=V_{\mathrm{SET}}+\frac{T_{\mathrm{ON}}·I_1}{C_1}---\left(2\right)$

在放电阶段T_DIS结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_2=V_1-\frac{T_{\mathrm{DIS}}·I_2}{C_1}---\left(3\right)$

在调整阶段T_ADJ结束时，锯齿波信号SAW的电压可以表示为：

$V_{\mathrm{SET}}=V_2+\frac{T_{\mathrm{ADJ}}·I_1}{C_1}---\left(4\right)$

因此，调整阶段T_ADJ的时间长度可以由等式(2)-(4)推出，即：

$T_{\mathrm{ADJ}}=\frac{(V_{\mathrm{SET}}-V_2)·C_1}{I_1}=T_{\mathrm{DIS}}·\frac{I_2}{I_1}-T_{\mathrm{ON}}---\left(5\right)$

由等式(5)，调整阶段T_ADJ的时间长度和周期T_S的时间长度之间的关系可以表示为：

$\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_S}=\frac{T_{\mathrm{DIS}}}{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{DIS}}+T_{\mathrm{ADJ}}}=\frac{I_1}{I_1+I_2}---\left(6\right)$

根据等式(6)可以得到，放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度的比值由电流I₁、I₂决定。如果电流I₁、I₂的大小恒定，则放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度成比例。因此，参考等式(1)，次级绕组206的平均输出电流I_OAVG为常数。

图5所示为根据本发明一个实施例的控制电源转换器中变压器的方法流程图500。图5将结合图2、图3以及图4进行描述。

在步骤502中，控制变压器202工作于多个周期。一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。

在步骤504中，在充电阶段T_ON，对变压器202供电。在充电阶段T_ON，与变压器202的初级绕组204串联的开关218接通。在一个实施例中，通过监测流经初级绕组204的电流来控制充电阶段T_ON的时间长度。当流经初级绕组204的电流增大至一个预设的最大电流值时，结束充电阶段T_ON并启动放电阶段T_DIS。在充电阶段结束时，断开开关218。

在步骤506，在放电阶段T_DIS，利用变压器202对负载供电。在一个实施例中，通过监测变压器202辅助绕组208的输出电压来控制放电阶段T_DIS的时间长度。辅助绕组208的输出电压可以指示流经变压器202次级绕组206的电流是否下降到一个预设的电流值。具体而言，当流经次级绕组206的电流减小到预设的电流值(如减小到0)时，结束放电阶段T_DIS并启动调整阶段T_ADJ。在一个实施例中，当辅助绕组208的输出电压减小至一个预设的电压值时，流经次级绕组206的电流减小至预设的电流值。

在步骤508中，决定调整阶段T_ADJ的时间长度，使得放电阶段T_DIS的时间长度与充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS及调整阶段T_ADJ的总的时间长度之间的比值为常数。在一个实施例中，调整阶段T_ADJ的时间长度由振荡器226决定。振荡器226产生锯齿波信号SAW。在充电阶段T_ON，锯齿波信号SAW的电压从预设的参考电压值V_SET上升至第一电压值V₁。在放电阶段T_DIS，锯齿波信号SAW的电压从第一电压值V₁下降至第二电压值V₂。在调整阶段T_ADJ，锯齿波信号SAW的电压从第二电压值V₂上升至预设的参考电压值V_SET。当锯齿波信号SAW的电压上升至预设的参考电压值V_SET时，结束调整阶段T_ADJ并启动一个新的周期T_S。

综上所述，本发明提供了一种电源转换器和对电源转换器进行控制的方法。电源转换器包含工作于多个周期的变压器。至少一个周期包含充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ。电源转换器可以使得调整阶段T_ADJ具有合适的时间长度，从而使放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。周期T_S的时间长度是充电阶段T_ON、放电阶段T_DIS和调整阶段T_ADJ总的时间长度。因此，在一个周期中，变压器输出的电流的平均值为常数。

本发明提供的电源转换器可以应用于多种场合。比如，该电源转换器可以提供直流电流输出以驱动发光二极管等光源，也可以提供直流电流输出以对电池充电。

与包含光耦合器和误差放大器的传统的反激转换器相比，本发明提供的电源转换器的尺寸相对较小。

此外，即便电源转换器的输入电压和输出电压的变化可能导致充电阶段T_ON和放电阶段T_DIS的时间长度产生变化，该电源转换器能自动调节调整阶段T_ADJ的时间长度以保持放电阶段T_DIS的时间长度与周期T_S的时间长度的比值为常数。因此，该电源转换器能够自动调节而输出平均值恒定的电流。而且从等式(1)可以看到，该电源转换器的输出电流的平均值不受变压器绕组电感值的影响，从而能够更加精确的控制输出电流。

在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，使用这些措辞和表达并不将在此图示和描述的特性之任何等同物(或部分等同物)排除在发明范围之外，在权利要求的范围内可能存在各种修改。其它的修改、变体和替换物也可能存在。因此，权利要求旨在涵盖所有此类等同物。