一种具有任意功率分配比的反相微波功分器

摘要

本发明涉及一种具有任意功率分配比的反相微波功分器。工作波长为λ，有一两臂宽相同、厚度为h、特性阻抗为Z0的平行带线，在其一侧h/2厚度处的微波介质基片中插入公共金属地，插深l1，形成长l1、臂宽相同的背对背对称微带对，改变对应于公共地的臂宽，形成长λ/4、两臂宽不同的不对称微带对；厚度为h的平行带线端引输入端口，厚度为h/2的不对称微带引两输出端口，输出功率分别为P2、P3，其任意功分比为1∶K2，其中K2＝1，2，3…；不对称微带对所对应特性阻抗分别为：，；公共地对应于输出端设有一折线形缝隙，缝隙对称中心嵌入隔离电阻，阻值，隔离电阻至输出端口垂直距离与插深相同。优点是反相带宽宽，可设计不对称微带对的不同臂宽得到两路任意功率比的功率分配，且隔离度好，功损小。

说明书

技术领域

本发明涉及微波功率分配器，尤其涉及一种具有任意功率分配比的反相微波功分器。

背景技术

微波功分器，是将输入微波信号功率分成相等或不相等的几路功率输出的一种多端口微波网络，广泛应用于微波与通信系统。根据两输出端口的相差，功分器分为同相分配型和反相分配型。最近的几十年里，无论是对同相功分器的理论研究还是设计都取得了很多的成果，其中以Wilkinson功分器最为典型。而反相功分器，实现了平衡/差分电路，在改善微波电路性能方面有很广泛和有效的应用前景。过去为了在两输出端口获得相反的相位特性，最常用的设计方法就是使用180°电长度的延时单元，诸如混合环。但是，这类器件的反相特性对频率变化非常敏感，导致带宽很窄。近来，很多研究人员开发了一些利用如开槽线、共面带线(CPS)等平衡式传输线实现的反相功分器。众所周知，平衡式传输线两带之间固有的反相特性，可以用来设计在宽频带范围内具有反相特性的功分器。然而，L.Fan和K.Chang在“A 180°out-of-phase power divider usingasymmetrical coplanar stripline”中提到CPS难以实现低阻抗，特性阻抗通常为80Ω及以上，从而在这类设计中端口阻抗不得不与之匹配，而为了获得大多数微波通信系统所需的50Ω的端口阻抗，就需要增加一个阻抗变换器，这将大大增加系统尺寸，同时还限制了这类功分器的工作带宽，仅为13％。而另一种平衡式传输线——平行带线很容易实现输入、输出端50Ω的特性阻抗，这一特点引起了微波电路设计者的广泛关注，已有的设计包括低通滤波器、反相功分器。但到目前为止，研究人员仍把目光集中在利用平衡式传输线设计的等分反相功分器上，而关于具有任意功率分配比的反相微波功分器的设计在已有的文献中未见报道。

发明内容

本发明的目的在于克服现有反相微波功分器的不足，提供具有宽频带范围的反相特性和输出功率可任意分配的一种具有任意功率分配比的反相微波功分器。该功分器通过下述技术方案来实施：

所述微波功分器，工作波长为λ，有一两臂宽相同、厚度为h、特性阻抗为Z₀的平行带线，在所述平行带线一侧h/2厚度处的微波介质基片上插入公共金属地，插入深度为l₁，形成长为l₁、两臂宽相同的背对背对称微带对，改变对应于公共金属地的臂宽，形成长为λ/4、两臂宽不相同的背对背不对称微带对；厚度为h的平行带线端引出输入端口，厚度为h/2的不对称微带对引出两输出端口，两输出端口的输出功率分别为P₂、P₃，该P₂、P₃的任意功分比为1∶K²，其中K²＝1，2，3…；所述不对称微带对所对应特性阻抗分别为：

$Z_2^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{1}{(1+K^2)K}},$$Z_3^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{K^3}{1+K^2}};$

所述公共金属地对应于输出端位置处设有一折线形缝隙，该缝隙对称中心处嵌入隔离电阻，其阻值隔离电阻R至输出端口的垂直距离l₃与所述插入深度相同，即l₃＝l₁。

所述功分器的进一步设计在于，所述插入深度为l₁＝λ/50～λ/30。

所述功分器的进一步设计在于，在输出功率非等分时，需接入λ/4阻抗转换器的特性阻抗分别为

本发明的功分器是通过微波介质基片中间的公共金属地将平行带线分成背靠背的差分微带对，能够保证功分器理论上具有不受频率限制的反相特性，故在发明设计中无需考虑相位带宽。公共金属地的厚度可以忽略不计，此时平行带线与背靠背的微带对间无需转换，简化了电路设计。功分器在输入端口激励，两输出端口的输出功率为P₂、P₃，设计一输出端口的输出功率为另一输出端口输出功率的K²倍，如P₃＝K²P₂，通过调整不对称微带对各自的特性阻抗即可获得所需的功率比。由此本发明产生如下有益效果：

1.本发明中的功分器具有宽频带范围的反相特性，可以设计任意的功率分配比。通过改变微带线的阻抗和隔离电阻的阻值，并保持相应的电长度可以得到两路任意功率比的功率分配，并且驻波比、隔离度良好，功率损耗小。

2.本发明中的功分器结构简单，易于实现。利用了平行带线作为平衡式传输线两线间180°相位差，在平行带线中间插入的金属面，把平行带线分成相同的背靠背的差分微带对，在不使用180°电长度的延时单元的情况下获得了很好的相位带宽，减少了电路的体积，降低了电路的复杂性，便于集成到微波电路与系统中。

3.本发明中的功分器公共金属地在近输出端开一缝隙并嵌入隔离电阻R，缝隙在隔离电阻的位置处设计成折向输出端的折线，延长了缝隙与输出端之间的距离，减少了缝隙对两输出端的影响。

附图说明

图1是本发明功分器一实施例的结构示意图。

图2是图1所示功分器的顶层电路图。

图3是图1所示功分器的中间金属层的结构示意图。

图4是图1所示功分器的底层电路图。

图5是图1所示功分器A-A剖面的结构示意图。

图6是图1所示功分器的S参数仿真与测试对比图。

图7是图1所示功分器的输出端口相位差仿真与测试图。

图8是奇模激励时，图1所示功分器上臂72、82的等效电路图。

图9是奇模激励时，图1所示功分器上臂73、83的等效电路图。

图10是偶模激励时，图1所示功分器上臂72、82的等效电路图。

图11是偶模激励时，图1所示功分器上臂73、83的等效电路图。

图12是偶模激励时，图1所示功分器上臂72、82的简化等效电路图。

图13是偶模激励时，图1所示功分器上臂73、83的简化等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明，但本发明不限于下述的实施例。

实施例

对照图1，本发明功分器采用一平行带线4(由臂42、臂43形成)，该平行带线的特性阻抗为Z₀、厚度为h，臂宽相同为w₁。在平行带线4的中间，即h/2厚度处的微波介质基片5上插入的公共金属地6，插入深度l₁。以金属地6的边缘为界使平行带线4右侧部分成为长为l₁、臂宽同为w₁其他参数也完全等同的背靠背的差分微带对即对称微带对7。形成对称微带对7的两臂72、臂73分别与金属地6形成上层微带线和下层微带线)。与对称微带对7相连的不对称微带对8是根据功率分配比并通过改变对应于公共金属地的臂宽w₁，使其上下臂宽不一致而形成的，其臂宽的具体结构及参数请见附图1～4及下面的对应描述。不对称微带对8的微带长为1/4工作波长。同样，微带对8的臂82与金属地6形成上层微带线，臂83与金属地6形成下层微带线。这样功分器的顶层金属臂、底层金属臂、微波介质基片5(被公共地分成上下两层)及公共金属地6形成五层结构，见附图5。厚度为h的平行带线端(即臂42和臂43引至侧边的一端)引出输入端口1，厚度为h/2的微带线分别引出输出端口2和输出端口3(即分别由臂2a、臂3a引至侧边的端与公共金属地6一起构成)，该两输出端口的输出功率分别为P₂、P₃，设P₂、P₃的任意功分比为1∶K²，其中K²＝1、2、3…，所述不对称微带对8所对应的微带线长λ/4，λ为工作波长，对应特性阻抗分别为：

$Z_2^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{1}{(1+K^2)K}},$$Z_3^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{K^3}{1+K^2}}.$

本发明公共金属地6对应于输出端位置处设有一折线形缝隙61，该缝隙对称中心处嵌入隔离电阻9，阻值为R，隔离电阻9至输出端口2、3的垂直距离l₃与所述插入深度相同，即l₃＝l₁。

功率不等分的情况下，需要两1/4波长阻抗转换器2b、3b，将终端负载进行转换，该阻抗转换器的特性阻抗分别为功率等分时，则无需阻抗转换。

本实施例中，两输出端口2、3的功率分配比设置为1∶2，中心工作频率1.75GHz，平行带线4的厚度h＝1.27mm，基片5介电常数ε_r＝6.15，平行带线特性阻抗为Z₀＝50Ω，臂42、臂43宽度均为w₁＝2.7mm，作输入端口引出线。公共地6在平行带线中插入深度l₁＝2mm(约1/35波长)，即对称微带对7长度为2mm，对称微带对7中臂72、臂73宽度与臂42、臂43相等，因此微带特性阻抗均为Z₀/2＝25Ω。不对称微带对8所对应的微带线长λ/4＝17.28mm，对应特性阻抗为Z₂′＝24.27Ω，Z₃′＝48.55Ω，臂82，臂83宽度分别为w₂′＝2.6mm，w₃′＝0.78mm。在公共金属地6上开宽度s＝1.0mm的缝隙61，缝隙61中心的隔离电阻9，其阻值根据现有贴片电阻的规格，选择R＝22Ω，隔离电阻9至输出端口2、3的垂直距离l₃，与插入深度l1相等，为2mm，隔离电阻9与公共地左边缘的距离(约1/4波长)d＝20.12mm。因该功分器是非等分输出的，需要两1/4波长阻抗转换器，将终端负载Z₂、Z₃进行阻抗转换，该阻抗转换器的微带线长度均为λ/4＝17.28mm，特性阻抗分别为对应臂2b、臂3b宽度分别为w_2b＝1.34mm，w_3b＝0.65mm。阻抗转换器输出端口引出线均为微带线，特性阻抗均为50Ω，对应臂2a、臂3a宽度均为w＝0.94mm，以使功分器易于与其他微波元件和系统连接。

发明人对本实例的功分器进行了实际测量，在中心工作频率1GHz到2.5GHz范围内，该功分器两输出端口的插损低于0.32dB，在1.0GHz到2.3GHz范围内相差180°±10°，1.375GHz到2.5GHz之间隔离度大于15dB。因此本发明实例中的功分器有1.375GHz到2.3GHz宽频带，带宽约50％。并且插入深度l₁在2.5mm～1.5mm(约1/30～1/50波长)之间变化时，对结果基本无影响。这一结果与本发明设计方法的仿真结果达到很好的吻合度，见图6、图7所示的相关参数仿真与测试对比图。

上述实例功分器中的其他设计参数如w₁、w₂′、w₃′、w_2b、w_3b、w等是通过对应的特性阻抗，利用本领域技术人员都公知的计算获得。

上述实施例中各特性阻抗参数是通过奇偶模激励法推导出的：

功分器在端口1激励，设计端口3输出功率(记为P₃)为端口2输出功率(记为P₂)的K²倍，即P₃＝K²P₂，同时在离端口1相同距离处臂82和臂83上的电流要求等幅反相。为满足以上条件，臂83特性阻抗值应为臂82特性阻抗值的K²倍，即Z₃′＝K²Z₂′。

A.奇模激励

在端口2和端口3以等幅反相的电流激励，即I₂＝-I₃，此时公共地平面上I₂，I₃的镜像电流相互抵消，因此隔离电阻9上没有电流流过，因而没有损耗，功分器的奇模等效电路如图8、图9。当功分器从输入端馈电，则特性阻抗高的一臂上将获得较大的功率。

若端口2和端口3的终端分别为Z₂，Z₃。根据功率分配要求，有

|I₃|²Z₃＝K²|I₂|²Z₂

从而

Z₃＝K²Z₂

另外，不对称微带对8的1/4波长微带线的臂82和臂83的输入阻抗分别为

$Z_{\mathrm{in}2}=\frac{{Z_2^{\prime }}^2}{Z_2},$$Z_{\mathrm{in}3}=\frac{{Z_3^{\prime }}^2}{Z_3}$

为实现与平行带线的匹配

Z_in2+Z_in3＝Z₀

所以

$Z_2^{\prime }=\sqrt{\frac{Z_0{Z}_2}{1+K^2}},$$Z_3^{\prime }=\sqrt{\frac{Z_0{Z}_3{K}^2}{1+K^2}}$

为了得到所需的功率分配，选择终端阻抗分别为Z₂＝Z₀/K，Z₃＝KZ₀

所以$Z_2^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{1}{(1+K^2)K}},$$Z_3^{\prime }=Z_0\sqrt{\frac{K^3}{1+K^2}}.$

B.偶模激励

在端口2、3上以满足I₂＝K²I₃的电流激励，则臂82、臂83上电压分布相同，信号无法在平行带线4和对称微带对7的分界面上合成，所以该分界面在图10、图11的等效电路中为开路。图10、图11中l₂+l₃＝λ_g/4，l₃是隔离电阻与终端负载Z₂，Z₃间的垂直距离，为保证隔离电阻与开路端之间距离为λ_g/4(即l₂+l₁＝λ_g/4)，以实现两输出端口的阻抗匹配及两端口间的有效隔离，因而

l₃＝l₁

通常l₃不宜选择过大，否则会导致电路尺寸过大(l₁相应增大)，因此l₃得取值原则是在不影响输出端口的情况下实现电路最小化。

理论分析时，忽略不计长l₃的传输线的阻抗，得简化的功分器偶模等效电路，如图12、图13。

隔离电阻9，其值R在图10、11和图12、13中分成两部分R₁/K，KR₁，满足

$\frac{1}{R}=\frac{1}{R_1/K}+\frac{1}{{\mathrm{KR}}_1}$

图12、图13中电路在D与D’处短路。为实现输出端的隔离和匹配，要求R₁＝Z₀。

所以

$R=\frac{{\mathrm{KZ}}_0}{K^2+1}.$

功率不等分的情况下，两输出端口分别需要1/4波长的阻抗转换器以实现Z₂(Z₃)与Z₀的阻抗匹配，特性阻抗Z_2b，Z_3b满足考虑对终端阻抗的要求，有

$Z_{2b}=Z_0/\sqrt{K},$$Z_{3b}=\sqrt{K}{Z}_0$

功率等分时，则无需转换，Z₂(Z₃)可直接设计与Z₀阻抗匹配。

总体来说，本发明的功分器输入端口的平行带线为输出提供了宽频带范围内的反相特性，同时可以设计任意的功率分配比。通过改变微带线的阻抗(通过改变各臂的宽度实现)和隔离电阻的阻值，并保持相应的电长度可以得到两路任意功率比的功率分配，并且隔离度良好，功率损耗小。