电动机控制装置、电动汽车以及混合电动汽车

摘要

本发明能够降低边带噪声并且抑制电力损失。将逆变器(19m)插入电动机(10m)和直流电源(18～23)之间，利用PWM脉冲对该逆变器进行开关控制来控制电动机和直流电源之间的电力的转换中，当电动机的目标转矩(TM

说明书

技术领域

本发明涉及对从逆变器向电动机供电的电力进行PWM控制的电动机控制装置，特别是涉及一种电压控制模式和PWM脉冲的载波频率的控制技术。本发明的电动机控制装置例如能够应用到具备利用电动机驱动车轮的电动汽车(EV)以及在该电动机之外还具备燃料发动机以及由该发动机驱动转动的发电机(有时候也叫做电动机或者电动发电机)的混合电动汽车(HEV)。

背景技术

专利文献1记载了一种对电动机施加的3相电压中将1相电压设为高电平或者固定电平而对其余2相进行PWM控制的2相调制方式的电动机驱动技术。在2相调制技术中电动机施加电压波形发生失真，从而存在噪声、效率降低这样的问题，因此提出了一种用于改善上述问题的减小该波形失真的控制方式。另外，如果制成2相调制的PWM波形的过程中三角波的偏移量为零则无法改变为3相调制，因此通过指定移位量为0来表示向3相调制方式切换的2相/3相间切换控制。在电动机转速较低区域中，如果PWM脉冲的载波频率低则高频的刺耳的噪声增大，如果提高载波频率则逆变器中的开关损失增大，因此为了改善上述问题专利文献2提出了这样一种马达控制装置，其在电动机转速较低区域中提高载波频率而在电动机转速较高区域中降低载波频率。另外，在电动机转速较高区域中进行矩形波通电而在较低区域中进行正弦波通电、部分正弦波通电或者叠加(overlap)通电。专利文献3记载了在高目标转矩且高速转动下采用3相调制且载波频率为高值(7KHz)而在此之外采用2相调制且载波频率为低值(5KHz)的逆变器控制，并且说明了2相调制和3相调制的选择以及载波频率的切换，图4～图7中表示了2相调制且载波频率5KHz的电动机施加电压波形以及3相调制且5KHz、3相调制且7KHz及2相调制且7KHz的电动机施加电压波形。另外，图8中表示了2相调制、5KHz和3相调制、7KHz之间的频率切换的滞后作用(hysteresis)。

专利文献1：日本特开平07-303302号公报

专利文献2：日本专利第3837986号公报

专利文献3：日本特开2004-289985号公报

车速以20mph(miles per hour)到50mph左右(马达速度区域中转动从2000rpm到8000rpm、转矩从-100Nm到+100Nm)的速度行驶过程中的边带噪声为可听频率的噪声而成为问题。作为利用逆变器控制来降低车辆的边带噪声的方法已知一种提高载波频率的方法。例如专利文献2通过在低速区域中提高载波频率来降低噪声。一般在用于抑制边带噪声的载波频率切换时无法改变调制方式(电压控制模式)。专利文献3虽然进行了2相调制、5KHz和3相调制、7KHz之间的切换(图8、图9、段落0059)，但是这被解释为抑制由于逆变器输入电压的巨大降低所诱起的保护动作(停止运转)。

为了降低边带噪声，电压调制模式如果始终保持增大载波频率则逆变器的开关损耗增加而可能会发生逆变器过热的问题。而且，电动机驱动的电力损失增加。如专利文献3那样在进行2相调制、5KHz和3相调制、7KHz之间的切换的逆变器控制中发现：在2相调制中作为3相整体的开关次数减少且5KHz的载波频率中开关次数少，因此开关损耗小但是边带噪声大，因此2相调制、5KHz的运转中电力损失少而噪声多。并且发现：在3相调制中作为3相整体的开关次数多且7KHz的载波频率中噪声小但是开关损耗大，因此3相调制、7KHz的运转中噪声少而电力损失多。于是，希望能够同时降低噪声和电力损失。

发明内容

本发明目的在于降低边带噪声而且抑制电力损失。

为了实现上述目的，在本发明中，将逆变器(19m)插入电动机(10m)和直流电源(18～23)之间，利用PWM脉冲对该逆变器进行开关控制来控制电动机和直流电源之间的电力的交换中，当电动机的目标转矩(TM^＊m)以及转速(ωm)处于为了抑制边带噪声而设定的规定区域(A、B)内时，将PWM脉冲的载波频率设定为边带噪声较少的高频(7.5KHz)，而处于上述规定区域之外时，设定为载波频率比上述高频(7.5KHz)低的减低逆变器的开关损耗的低频(5KHz)，对电动机的绕组电压即相电压进行PWM控制，以便将电动机的输出转矩设定为目标转矩。用于实施它的本发明的第一实施方式的电动机控制装置是下述(1)项限定的装置。

(1)一种电动机控制装置，具备：

直流电源(18～23、40)；

逆变器(19m)，其插入电动机(10m)和上述直流电源之间用于控制两者间的电力的交换；

逆变器控制单元(50、20m)，其生成与电压指示信号(VU^＊、VV^＊、VW^＊)对应的占空比的对上述逆变器进行开关控制的PWM脉冲并向逆变器输出；

变频单元(46)，其根据频率控制信号(FRf)来改变上述逆变器控制单元生成的PWM脉冲的载波频率；以及

马达控制单元，其在上述电动机的目标转矩(T^＊)以及转速(ω)处于规定区域内时向上述变频单元(46)赋予将上述载波频率设定为高频(k·fc、7.5KHz)的频率控制信号(FRf)，在进行该切换时控制上述电动机的3相电压的电压控制模式是分别通过PWM控制3相的各相电压的3相调制模式的情况下，切换为2相通过PWM控制而1相停止PWM开关控制的2相调制模式(A)；而在载波频率为上述高频的情况下上述电动机的目标转矩以及转速处于上述规定区域以外时，向上述变频单元(46)赋予将上述载波频率设定为比上述高频低的低频(fc、5KHz)的频率控制信号(FRf)；如果向3相调制模式切换的条件成立则向3相切换模式(SVpwm)进行切换，其向上述逆变器控制单元赋予用于使上述电动机的输出转矩为上述目标转矩的电压指示信号(VU^＊、VV^＊、VW^＊)。

另外，为了便于理解，在括号内标记了图中所示的下述实施例对应或者相当部件或者事项的符号作为例示参考。下面也是同样的。

基于此，能够通过切换为高频(7.5KHz)来抑制边带噪声并且在向高频(7.5KHz)切换的同时切换为2相调制模式(A)，因此能够抑制开关损耗。

(2)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中上述马达控制单元(30m)在将载波频率从上述低频向上述高频切换时，在上述电压控制模式是2相调制模式(B)的情况下即使切换为高频也继续2相调制模式。

基于此，通过继续2相调制模式更加降低开关损耗，并且即使向用于抑制边带噪声的高频切换也不会造成较大的开关损耗。

(3)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中如果上述低频为fc，则上述高频为k·fc，其中1＜k＜2。基于此，能够将电动机的绕组电流因高频波的失真引起的铁耗(铁心损耗)和逆变器开关损耗抑制为较低的值。

(4)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中上述马达控制单元(30m)基于作为电动机目标电压(Vm^＊)相对于上述直流电源赋予给逆变器的直流电压(Vuc)之比的调制比(Mi＝Vm^＊/Vuc)、以及上述电动机的转速(ω)来决定上述电压控制模式；当载波频率在3相调制模式下变为上述高频之时或者载波频率为上述高频而将电压控制模式决定为3相调制模式之时，通过将该3相调制模式变为2相调制模式，扩大执行2相调制模式的上述调制比和转速的区域。

(5)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中

上述规定区域包括第一区域(A+B)、以及包含第一区域且比第一区域大的第二区域(图7中的虚线区域)，

上述马达控制单元(30m)进行下述的切换，如果载波频率为上述低频时上述电动机的目标转矩以及转速处于第一区域内则切换为上述高频，而如果载波频率为上述高频时上述电动机的目标转矩以及转速处于第二区域外则切换为上述低频。

基于此，能够防止从上述规定区域之外向内部的切换以及其相反的切换频繁之时的电压控制模式的振荡(hunting)。

(6)根据上述(5)所述的电动机控制装置，其中上述马达控制单元(30m)在将载波频率从上述低频向上述高频切换并将电压控制模式从3相向2相切换的第一转变之时，将降低该切换前后的转矩差(torquestep)的第一转矩校正值与目标转矩相加，而在作为其相反切换的第二转变之时，将降低该切换前后的转矩差的第二转矩校正值与目标转矩相加来进行校正，并且向上述逆变器控制单元赋予用于将上述电动机的输出转矩设定为上述校正了的目标转矩的电压指示信号。

基于此，能够降低与载波频率的切换滞后连动的从3相调制向2相调制的切换所产生的转矩差，该载波频率的切换是通过判断是否需要基于第一区域对载波频率进行低频、高频切换，判断是否需要基于第一区域的外侧的第二区域对载波频率进行高频、低频切换来进行的。而且，能够降低从2相调制向3相调制的切换所产生的转矩差。

(7)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中上述规定区域是抑制边带噪声的对象区域，上述高频是降低边带噪声的频率。

(8)根据上述(1)所述的电动机控制装置，其中上述低频是降低上述逆变器的开关损耗的频率。

(9)一种驱动装置，具备：上述(1)至(8)中任意一项所述的电动机控制装置；以及电动机(10m)，其是由该电动机控制装置的上述逆变器(19m)供电的上述电动机，并且用于驱动车轮。基于此，例如在搭载于EV的驱动装置中，能够获得上述(1)项中记载的作用效果。

(10)一种混合驱动装置，具备：

直流电源(18～23、40)；

驱动车轮的第一电动机(10m)；

由燃料发动机驱动转动的第二电动机(10g)；

第一逆变器(19m)，其插入第一电动机和上述直流电源之间用于控制两者间的电力的交换；

第二逆变器(19g)，其插入第二电动机和上述直流电源之间用于控制两者间的电力的交换；

第一逆变器控制单元(50、20m)，其生成与第一电压指示信号(VU^＊、VV^＊、VW^＊)对应的占空比的对上述第一逆变器进行开关控制的第一PWM脉冲并向第一逆变器输出；

第二逆变器控制单元，其生成与第二电压指示信号对应的占空比的对上述第二逆变器进行开关控制的第二PWM脉冲并向第二逆变器输出；

第一变频单元(46)，其根据第一频率控制信号(FRf)来改变第一逆变器控制单元生成的第一PWM脉冲的第一载波频率；

第二变频单元，其根据第二频率控制信号来改变第二逆变器控制单元生成的第二PWM脉冲的第二载波频率；

第一马达控制单元(30m)，其在第一电动机(10m)的目标转矩以及转速处于第一规定区域内时向上述变频单元(46)赋予将第一载波频率设定为高频的第一频率控制信号(FRf)，在进行该切换时控制第一电动机(10m)的3相电压的电压控制模式是分别通过PWM控制3相的各相电压的3相调制模式的情况下，切换为2相通过PWM控制而1相停止PWM开关控制的2相调频模式(A)；而在第一载波频率为上述高频的情况下上述目标转矩以及转速处于上述规定区域以外时，向第一调制单元(46)赋予将第一载波频率设定为比上述高频低的低频的第一频率控制信号(FRf)，如果向3相调制模式进行切换的条件成立则向3相调制模式(SVpwm)进行切换；其向第一逆变器控制单元(50、20m)赋予用于将第一电动机(10m)的输出转矩作为上述目标转矩的第一电压指示信号(VU^＊、VV^＊、VW^＊)；以及

第二马达控制单元(30g)，其在第二电动机(10g)的目标转矩以及转速处于规定区域内时向上述变频单元赋予将第二载波频率设定为高频的第二频率控制信号，在进行该切换时控制第二电动机的3相电压的电压控制模式是分别通过PWM控制3相的各相电压的3相调制模式的情况下，切换为2相通过PWM控制而1相停止PWM开关控制的2相调制模式；而在第二载波频率为上述高频的情况下上述目标转矩以及转速处于上述规定区域以外时，向第二变频单元赋予将第二载波频率设定为比上述高频低的低频的第二频率控制信号，如果向3相调制模式进行切换的条件成立则向3相调制模式进行切换；其向第二逆变器控制单元赋予用于使第二电动机的输出转矩为上述目标转矩的第二电压指示信号。基于此，例如在搭载于HEV的驱动装置中，能够获得上述(1)项中记载的作用效果。

附图说明

图1是表示本发明第一实施例的构成的概要的框图。

图2是表示图1所示的马达控制装置30m的功能构成的概要的框图。

图3是表示图2所示的微机MPU的马达控制的概要的流程图。

图4是表示图3所示的“调制控制”9的内容的流程图。

图5是表示图4所示的“载波频率&调制控制决定”(22)的前半部分内容的流程图。

图6是表示图4表示的“载波频率&调制控制决定”(22)的后半部分内容的流程图。

图7是表示以电动机10m的目标转矩和转速为坐标轴的作为高载波频率的第一区域(A+B)以及解除高载波频率的区域边界(虚线)和调制模式区域的图表，其是变换器40的次级侧电压Vuc采用220V的情况。

图8是表示作为高载波频率的第一区域(A+B)以及解除高载波频率的区域边界(虚线)和调制模式区域的图表，其是变换器40的次级侧电压Vuc采用300V的情况。

图9是表示作为高载波频率的第一区域(A+B)以及解除高载波频率的区域边界(虚线)和调制模式区域的图表，其是变换器40的次级侧电压Vuc采用400V的情况。

图10是表示将图1所示的电动机10m和逆变器19m的电力损失合计的损失的图表。

附图符号说明：

10m、10g：电动马达；11～13：3相的定子绕组；14m～16m：电流传感器；17m、17g：分解器(Resolver)；18：车辆上的电池；21：初级侧电压传感器；22：初级侧电容器；23：次级侧电容器；24：次级侧电压传感器；25：次级侧电流传感器；34：减法计算；35：加法计算；41：电抗器；42：开关元件(升压用)；43：开关元件(降压用)；44、45：二极管；ωm、ωg：转速；Vdc：初级侧电压(电池电压)；Vuc：次级侧电压(升压电压)

具体实施方式

参照附图通过对下述实施例的说明能够进一步明确本发明的其他目的以及特性。

实施例1：

图1中表示本发明第一实施例的概要。作为控制对象的电动机的电动马达10m在本实施例中被搭载于车辆且是用于驱动车轮转动的永久磁铁型同步电动机，并且是在转子中内置了永久磁铁的装置，定子具有U相、V相以及W相的3相绕组11～13。电压型逆变器19m向电动马达10m供应车辆上的电池18的电力。电动马达10m的转子上连接有用于检测转子的磁极位置的分解器(resolver)17m的转子。分解器17m生成表示该转子的转角的模拟电压(转角信号)SGθm并且将其赋予马达控制装置30m。

车辆上作为蓄电池的电池18在车辆上的电气安装部为电源接通时连接初级侧电容器22而与电池18一起构成初级侧直流电源。电压传感器21将表示初级侧电容器22的电压(车辆上电池18的电压)的电压检测信号Vdc赋予马达控制装置30m、30g。本实施例中电压传感器21使用了分压电阻。初级侧直流电源的正极(+线)上连接有变换器40的电抗器(reactor)41的一端。

变换器40中还具有：将上述电抗器41的另一端和初级侧直流电源的负极(-线)之间接通、断开的作为升压用开关元件的升压用半导体开关42；将次级侧电容器23的正极和上述另一端之间接通、断开的作为降压用开关元件的再生(regeneration)用半导体开关43以及与各半导体开关42、43并联连接的各二极管44、45。

如果接通(导通)升压用半导体开关42则电流从初级侧直流电源(18、22)经由电抗器41流向开关42，电抗器41由此进行蓄电，如果将开关42切换为断开(非导通)则电抗器41经二极管45向次级侧电容器23高压放电。即，感应比初级侧直流电源的电压高的电压来对次级侧电容器23进行充电。通过反复进行开关42的接通、断开来连续进行次级侧电容器23的高压充电。即，以高电压对次级侧电容器23进行充电。如果以一定周期反复进行上述接通、断开，则电抗器41蓄积的电力与接通期间的长度对应地上升，因此通过调整上述一定周期之间的接通时间(接通占空比：对上述一定周期的接通时间比)，即通过PWM控制能够调整从初级侧直流电源18、22经由变换器40向次级侧电容器23供电的速度(电力运行(power running)用的供电速度)。

如果接通(导通)再生用半导体开关43，则次级侧电容器23的蓄积电力经过开关43以及电抗器41赋予给初级侧直流电源18、22(逆供电：再生)。这时，通过调整一定周期之间的开关43的接通时间，即通过PWM控制能够调整从次级侧电容器23经由变换器40向初级侧直流电源18、22逆供电的速度(再生用的供电速度)。

电压型逆变器19m具备6个开关晶体管Tr1～Tr6，通过驱动电路20m同时产生的6个序列的驱动信号根据各序列的信号将晶体管Tr1～Tr6接通(导通)，从而将次级侧电容器23的直流电压(电容器40的输出电压，即初级侧电压)转换为3个序列的相位差为2π/3的交流电压，即转换为3相交流电压，再分别施加于电动马达10m的3相(U相、V相、W相)的定子绕组11～13。由此各相电流iUm、iVm、iWm分别流过电动马达10m的定子绕组11～13，电动马达10m的转子转动。为了提高对通过PWM脉冲进行的晶体管Tr1～Tr6的接通/断开驱动(开关动作)的电力供应能力并且抑制电压浪涌，作为逆变器19m的输入线的变换器40的次级侧输出线上连接有大容量的次级侧电容器23。与此相对，构成初级侧直流电源的初级侧电容器22是小型且低成本的小容量的电容器，初级侧电容器22的容量比次级侧电容器23的容量小得多。与电动马达10m的定子绕组11～13连接的供电线上装配有使用了霍尔IC的电流传感器14m～16m，它们分别检测各相电流iUm、iVm、iWm而产生电流检测信号(模拟电压)并赋予马达控制装置30m。

图2中表示马达控制装置30m的功能构成。马达控制装置30m在本实施例中是以微型计算机(以下叫做微机)MPU为主体的电子控制装置，包括微机MPU和驱动电路20m、电流传感器14m～16m、分解器17m、初级侧电压传感器21、次级侧电压传感器24以及初级侧电流传感器25之间的未图示的接口(信号处理电路)，并且还包括在微机和上述车辆上的未图示的车辆行驶控制系统的主控制器之间的未图示的接口(通信电路)。而且，图1所示的次级侧电压传感器24检测初级侧电压Vuc(次级侧电容器23)后将表示其的电压信号Vuc赋予给马达控制装置30m、30g。

参照图2，基于分解器17m所赋予的转角信号SGθm，马达控制装置30m内的微机计算电动马达10m的转子的转角(磁极位置)θm以及转速(角速度)ωm。

另外，严格地说电动马达10m的转子的转角与磁极位置不同，但是两者为正比例关系，比例系数由电动马达10m的磁极数p决定。另外，转速与角速度虽不同，但是两者也为正比例关系，比例系数由电动马达10m的磁极数p决定。在本文中转角θm是指磁极位置的意思。转速ωm是指角速度的意思。转速ωm是指角速度的意思，但是有时候也指转速。

马达控制装置30m的微机在“输出运算”35中通过分别将电动马达10m的转子的磁极对的方向作为d轴而将与该d轴垂直的方向作为q轴的公知的d-q轴模式上的向量控制运算进行反馈控制。因此，该微机将电流传感器14m～16m的电流检测信号iUm、iVm、iWm转换为数字并读出，利用电流反馈运算并使用作为公知的固定/转动坐标变换的3相/2相变换，将固定坐标上的3相电流值iUm、iVm、iWm转换为转动坐标上的d轴以及q轴的2相电流值idm、iqm。

未图示的车辆行驶控制系统的主控制器将马达目标转矩TM^＊m赋予马达控制装置30m的微机。另外，该主控制器基于上述车辆的车速以及节气门开度来计算车辆要求转矩TO^＊m，与该车辆要求转矩TO^＊m对应地生成目标转矩TM^＊m并将其赋予微机。微机将电动马达10m的转速ωrpm向主控制器输出。

马达控制装置30m的微机在加法计算33中将下述转矩校正值与马达目标转矩TM^＊m相加，进而通过转矩指令限制34从限制转矩表(查阅表)读出与次级侧电压Vuc以及转速ωm对应的限制转矩TM^＊mmax，如果由加法计算33校正的目标转矩TM^＊m超过TM^＊mmax，则将TM^＊mmax定为目标转矩TM^＊m。当在TM^＊mmax以下之时，将由加法计算33校正的马达目标转矩TM^＊m定为目标转矩TM^＊m。将施加了这样限制而生成的马达目标转矩T^＊m赋予输出运算35。

另外，限制转矩表是以初级侧电压Vuc的变化范围以及转速ωm范围内的电压Vuc和速度ωm的各值为地址，并利用该地址将读取电动马达10m能够生成的最大转矩作为限制转矩TM^＊mmax写入的存储区域，本实施例中意味着微机内的未图示的RAM的1个存储区域。对于限制转矩TM^＊mmax而言，次级侧电压Vuc越高则越大而次级侧电压Vuc越低则越小。并且，转速ωm越低则越大而越高则越小。

上述微机内具有写入了该限制转矩表的数据TM^＊mmax的非易失性存储器，对微机施加工作电压，微机在对自身以及图1所示的马达驱动系统进行初始化的过程中，从非易失性存储器读出并写入RAM。虽然后面将提到微机具有多个其他的相同的查阅表，但是它们也与限制转矩表同样意味着是读入非易失性存储器中的参照数据的RAM上的存储区域。

作为一个查阅表的第一高效率转矩曲线表A在输出运算35中，向该第一高效率转矩曲线表A写入与马达速度ωm以及马达目标转矩T^＊m对应的用于以各马达速度生成各目标转矩T^＊m的各d轴电流值id。

根据d轴电流id以及q轴电流iq的各值决定电动马达的输出转矩，但是相对于一个转速值，即在相同马达转速下存在无数个用于输出相同转矩的id、iq的组合，处于恒定转矩曲线上。恒定转矩曲线上存在最大电力使用效率较高(最低电力消耗的)的id、iq的组合，其是高效率转矩点。连接多个转矩曲线上的高效率转矩点的曲线是高效率转矩曲线且相对于各转速存在。通过将与电动马达的转速对应的高效率转矩曲线上的被赋予的马达目标转矩T^＊m的位置的d轴电流id以及q轴电流iq设置为目标电流值来对电动马达10m进行施力，使电动马达10m输出目标转矩T^＊m，且电动马达施力的电力使用效率高。

本实施例中将高效率转矩曲线分为表示d轴的值的第一高效率转矩曲线A和表示q轴的值的第二高效率转矩曲线B的两个系统，而且第一高效率转矩曲线A为具有一对适用于电力运行区域的和适用于再生区域的曲线，均表示相对于马达转速和目标转矩的d轴目标电流。

第一高效率转矩曲线表A是写入以目标转矩T^＊m为目标的用于以最低电力消耗发生目标转矩的d轴目标电流的存储区域，由总计一对电力运行用的电力运行表A1和再生用的再生表A2构成。使用电力运行用和再生用中的那个表，这是基于电动马达的转速ωm和被赋予的目标转矩T^＊m判断是电力运行还是再生并根据判断结果决定。

但是，随着电动马达10m的转速ωm上升，定子绕组11～13产生的反电动势上升，绕组11～13的端子电压上升。因此，难以从逆变器19m向绕组11～13供应目标电流，并且难以取得作为目标的转矩输出。这时，在被赋予的马达目标转矩T^＊m的恒定转矩曲线上，沿曲线使d轴电流id以及q轴电流q分别下降Δid、Δiq量，因此电力使用效率虽降低，但是能够输出目标转矩T^＊m。这被叫做弱磁场控制。d轴弱磁场电流Δid由磁场调整量运算生成，计算d轴电流指令并计算q轴电流指令。d轴弱磁场电流Δid由弱磁场电流运算41计算。其内容将在后面叙述。

微机MPA在“输出运算”35中的d轴电流指令计算中，从根据由转矩指令限制决定的目标转矩T^＊m从第一高效率转矩曲线表A读出的d轴电流值id减去d轴弱磁场电流Δid来计算d轴目标电流id^＊：

id^＊＝-id-Δid  ...(1)

在q轴电流指令的计算中使用处于输出运算35的第二高效率转矩曲线表B。第二高效率转矩曲线表B将高效率转矩曲线的表示q轴的值的第二高效率转矩曲线B进一步校正为表示减去了与d轴弱磁场电流Δid成对的q轴弱磁场电流Δiq的q轴目标电流的曲线，存储校正后的第二高效率转矩曲线B的数据。

第二高效率转矩曲线B是写入以目标转矩T^＊m以及弱d轴磁场电流Δid为目标的用于以最低电力消耗产生目标转矩的d轴目标电流，即校正后的第二高效率转矩曲线B的目标电流值的存储区域，也由总计一对的电力运行用的电力运行表B1和再生用的再生表B2构成。使用电力运行用和再生用中的哪个表，这是基于电动马达的转速ωm和目标转矩T^＊m判断是电力运行还是再生并根据判断结果决定。

在q轴电流指令的计算中，将以目标转矩T^＊m以及d轴弱磁场电流id^＊为目标的q轴目标电流iq^＊从第二高效率转矩曲线表B读出并作为q轴电流指令。

马达控制装置30m的微机利用输出运算35计算d轴目标电流id^＊和d轴电流id的电流偏差δid以及q轴目标电流iq^＊和q轴电流iq的电流偏差δiq，基于各电流偏差δid、δiq进行比例控制以及积分控制(反馈控制的PI计算)。即，基于电流偏差δid计算表示比例成分的电压指令值的电压下降Vzdp以及表示积分成分的电压指令值的电压下降Vzdi，并对电压下降Vzdp、Vzdi进行加法计算，计算电压下降Vzd：

Vzd＝Vzdp+Vzdi...(2)

另外，输出运算35读入转速ω以及q轴电流iq，基于转速ω、q轴电流iq以及q轴电感Lq计算被q轴电流iq感应的感应电压ed：

ed＝ωm·Lq·iq...(3)

并且从上述电压下降Vzd减去感应电压ed，计算作为输出电压的d轴电压指令值vd^＊：

vd^＊＝Vzd-ed

＝Vzd-ωm·Lq·iq...(4)

另外，输出运算35基于电流偏差δiq计算表示比例成分的电压指令值的电压下降Vzqp以及表示积分成分的电压指令值的电压下降Vzqi，并对电压下降Vzqp、Vzqi进行加法计算，计算电压下降Vzq：

Vzq＝Vzqp+Vzqi

另外，输出运算35基于转速ω、反电动势常数MIf、d轴电流id以及d轴上的电感Ld计算被d轴电流id感应的感应电压eq：

eq＝ωm(MIf+Ld·id)...(5)

另外，对电压下降Vzq加上感应电压eq计算作为输出电压的q轴电压指令值vq^＊：

vq^＊＝Vzq+eq

＝Vzq+ωm(MIf+Ld·id)...(6)

接着，利用作为转动/固定坐标转换的2相/3相转换36，根据2相/3相转换将转动坐标上的目标电压vd^＊以及vq^＊转换为固定坐标上的各相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊。这是在电压控制模式为3相调制之时经由调制37发送至PWM脉冲发生器50。电压控制模式为3相调制时，利用调制37的2相调制38将3相调制模式的各相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊转换为2相调制的电压后发送至PWM脉冲发生器50。电压模式是将全相作为矩形波通电的1个脉冲模式时，利用调制37的1个脉冲转换将3相调制模式的各相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊转换为作为各相矩形波通电的电压后赋予给PWM脉冲发生器50。

如果赋予3相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊，则PWM脉冲发生器50将它们的各值的电压转换为用于输出的与载波时钟发生器47赋予的低频(5KHz)或者高频(7.5KHz)的时钟同步的该频率(载波频率)的PWM脉冲MUm、MVm、MWm，并输出到图1所示的驱动电路20m。驱动电路20m基于PWM脉冲MUm、MVm、MWm同时产生6个序列的驱动信号，利用各个序列的驱动信号将电压型逆变器19m的晶体管Tr1～Tr6分别导通/截止。由此分别对电动马达10m的定子绕组11～13施加VU^＊、VV^＊、VW^＊，流过相电流iUm、iVm以及iWm。如果赋予2相调制模式的各相目标电压，则PWM脉冲发生器采用2相发生PWM脉冲而剩余的1相为接通/断开(恒压输出)信号。如果赋予1个脉冲调制模式的各相目标电压，则输出各相为矩形波通电的通电区间信号。

弱磁场电流运算41计算作为用于弱磁场控制的参数的电压饱和指标m。即，基于d轴电压指令值vd^＊以及q轴电压指令值vq^＊计算电压饱和判断指标mi作为表示电压饱和程度的值：

$\mathrm{mi}=\sqrt{\mathrm{>}}({\mathrm{vd}}^{*2}+{\mathrm{vq}}^{*2})/\mathrm{Vuc}···\left(7\right)$

从电压饱和判断指标mi减去使表示逆变器19m的最大输出电压的阈值为比较值Vmax时的常数kv，

Vmax＝kv·Vuc  ...(8)

由此计算电压饱和计算值ΔV，计算磁场调整量。

ΔV＝mi-kv  ...(9)

在磁场调整量的计算中对ΔV累加，当总值∑ΔV取正值之时，将总值∑ΔV乘以比例常数计算用于进行弱磁场控制的d轴弱磁场电流Δid，设定为正值，当电压饱和计算值ΔV或者总值∑ΔV取零以下的数值之时，将上述调整值Δid以及总值∑ΔV设为零。调整值Δid在d轴电流指令的计算以及q轴电流指令的计算中使用。

“2相/3相转换”36在2相/3相转换过程中计算电动机目标电压Vm^＊。${\mathrm{Vm}}^{*}=\sqrt{\mathrm{>}}({\mathrm{Vd}}^{{*}^2}+{\mathrm{Vq}}^{{*}^2}).$根据该电动机目标电压Vm^＊和次级侧电容器23的电压Vuc(电压传感器24的电压检测值)，调制控制42的调制比计算43计算调制比Mi。

Mi＝Vm^＊/Vuc  ...(10)

载波频率&调制模式决定44基于电动机10m的目标转矩T^＊、转速ω以及调制比Mi来决定载波频率以及调制模式。指示载波时钟发生器47输出决定了的载波频率，根据决定了的调制模式指示调制37中的选择40输出该调制模式的目标电压。另外，将决定了的载波频率以及调制模式赋予给转矩误差校正46。

转矩误差校正46在将载波频率从低频fc切换为高频k·fc并将电压控制模式从3相调制切换为2相调制的第一转变之时，从第一转变用的查阅表(Dpwm、k·fc用)读出分配为电动机10m的现在的目标转矩T^＊以及转速ω的降低切换前后的转矩差的第一转矩校正值并在加法计算33中加到转矩指令值TM＊m。在作为其相反切换的第二转变(从k·fc、2相调制向fc、3相调制的转变)之时，从第二转变用的查阅表(SVpwm、fc用)读出分配给电动机10m的现在的目标转矩T^＊以及转速ω的降低切换前后的转矩差的第二转矩校正值并在加法计算33中加到转矩指令值TM＊m。进行这样的校正之时再次执行转矩指令限制34～2相/3相转换36，从调制37输出载波频率&调制模式决定44决定了的调制模式的各相目标电压。另外，在第一转变以及第二转变后，各相目标电压的切换保留到上述再次的转矩指令限制34～2相/3相转换36的运算结束。

图2中表示的微机MPU除了CPU之外还具备用于记录数据或者各种程序的RAM、ROM以及闪速存储器，利用向RAM写入被存储于ROM或者闪速存储器的程序、参照数据以及查阅表，基于该程序进行图2中双点划线区域围着表示的输入处理、运算以输出处理。

图3中表示微机MPU(的CPU)基于上述程序执行的马达驱动控制MDC的概要。如果施加动作电压，则微机MPU进行自身以及PWM脉冲发生器50以及载波时钟发生器47和驱动电路20m的初始化，将驱动电动机10m的逆变器19m设定为停止待机状态。另外，等待来自未图示的车辆行驶控制系统的主控制器的马达驱动开始指示。如果赋予了马达驱动开始指示，则微机MPU利用“开始处理”(步骤1)在内部寄存器中设定电动机控制的初始值，在“输入读出”(步骤2)中读入输入信号或者数据。即，通过数字转换读入由主控制器赋予的第一目标转矩TM^＊m、由电流传感器14m～16m检测的各相电流iU、iV、iW、分解器17m的转角信号SGθm以及电压传感器21、24的检测电压Vdc、Vuc。

另外，在下述内容中括号内省略步骤这一用语而仅仅记载步骤的号码。

接着，微机MPU基于读入的转角信号SGθ(转角数据SGθ)计算转角θ以及转速ω(3)。图2中将该功能表示为角度、速度运算32。接着，微机MPU从限制转矩表中读出与读出的马达目标转矩TM^＊、读出的直流电压Vuc以及计算出的转速ω对应的限制转矩TM^＊max，如果读出的马达目标转矩TM^＊超过TM^＊max，则将TM^＊max设定为目标转矩T^＊。当在TM^＊max以下之时，将读入的马达目标转矩TM^＊设定为目标转矩T^＊(4)。图2中将该功能表示为转矩指令限制34。接着，微机MPU利用3相/2相变换将读出的3相的电流检测信号iU、iV、iW变换为2相的d轴电流值id以及q轴电流值(5)。图2中将该功能表示为电流反馈31。接着，微机MPU计算用于进行d轴弱磁场控制的d轴弱磁场电流Δid(6)。图2中将该功能表示为弱磁场电流运算41。

“输出运算”(7)的内容与上述图2所示的输出运算35的内容相同。将在该“输出运算”(7)中计算出的d-q轴的电压目标值Vd^＊、Vq^＊转换为3相调制模式的各相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊(8)。这时还计算电动机目标电压Vm^＊。接着，在“调制控制”(9)中计算调制比Mi，基于调制比Mi、目标转矩T^＊以及转速ω决定载波频率以及调制模式。

图4中表示“调制控制”(9)的内容。这里计算调制比Mi＝Vm^＊/Vuc(21)，基于电动机10m的目标转矩T^＊、转速ω以及调制比Mi决定载波频率以及调制模式(22)。下面，参照图6～图9来叙述“载波频率&调制模式决定”(22)的内容。已决定的载波频率与现在输出中的载波频率不同，在从低频fc(5KHz)向高频k·fc(7.5KHz；本实施例中k＝1.5)切换的情况下，从2相调制、高频用(Dpwm、k·fc用)的查阅表读出用于减小该切换所致的输出转矩差的分配给现在目标转矩以及转速的校正值(24)，对转矩指令值TM^＊进行读出的校正值量的校正(26)，基于校正了的转矩指令值再次执行步骤6～8再次计算3相调制模式的各相目标电压(瞬时值)VU^＊、VV^＊、VW^＊(27)。决定了的载波频率与现在输出中的载波频率不同，在从高频k·fc(7.5KHz)向低频fc(5KHz)的切换的情况下，从3相调制、低频用(SVpwm、fc用)的查阅表读出用于减小该切换所致的输出转矩差的分配给现在目标转矩以及转速的校正值(25)，对转矩指令值TM^＊(26)进行读出了的校正值量的校正，基于已校正的转矩指令值再次执行步骤6～8再次计算3相调制模式的各相目标电压VU^＊、VV^＊、VW^＊(27)。

再次参照图3。在接着的“输出更新”(10)中，将由调制控制(9)决定的调制模式的各相目标电压输出到PWM脉冲发生器50，并且向载波时钟发生器47指示输出决定了的载波频率。接着，等待到下一反复处理定时(11)，之后再次进入“输入读出”(2)。然后，执行上述的“输入读出”(2)以下的处理。在等待到下一反复处理定时期间，如果从系统控制器收到停止指示，则微机MPU于是停止用于马达转动施力的输出。

参照图5。在上述的“载波频率&调制模式的决定”(22)中，如果现在的调制模式是SVpwm(3相调制模式、低频fc)，则检索目标转矩以及转速是否处于应该将载波频率形成为高频k·fc的第一区域(向高频转换区域)内的A(图7～图9)(42)，如果处于第一区域内的A，则将载波频率决定为高频k·fc，与此对应将电压控制模式从3相调制(SVpwm)向2相调制切换(43)。在处于A以外之时，检索保持低频fc不变从3相调制向2相调制切换的条件是否成立(44)，如果成立则保持低频fc不变从3相调制向2相调制(Dpwm)切换。

如果现在调制模式是Dpwm(2相调制模式、低频fc)，则检索目标转矩以及转速是否处于应该将载波频率形成为高频k·fc的第一区域内的B(图7～图9)(46)，如果处于B，则将载波频率决定为高频k·fc(47)。电压控制模式继续2相调制模式。在处于B以外之时，检索保持低频fc不变从2相调制向3相调制(SVpwm)切换的条件是否成立(48)，如果成立，则保持低频fc不变从2相调制(Dpwm)向3相调制(SVpwm)切换(49)。如果向3相调制(SVpwm)切换的条件不成立，则检索应该将电压控制模式设为1个脉冲的条件是否成立(50)，如果成立则向1个脉冲切换(51)。

接着再次参照图6。如果现在的调制模式是A或者B(2相调制模式、高频k·fc)，则检索应该将电压控制模式设为1个脉冲的条件是否成立(52)，如果成立则切换为1个脉冲(53)。如果设为1个脉冲的条件不成立，则检索目标转矩以及转速是否处于第一区域外侧的图7～图9中虚线表示的第二区域外(向低频切换的区域：高频解除区域)(54)，如果其是第二区域外则需要解除高频，因此进一步检索是否是3相调制区域(55)，如果是则设定3相调制模式以及低频fc(SVpwm)(56)。如果不是3相调制区域，则设定2相调制模式以及低频(Dpwm)(57)。

如果现在的调制模式是1个脉冲(58)，则检索应该将载波频率设为高频的条件是否成立(59)，如果成立则将载波频率设为载波频率为高频k·fc，与此连动将电压控制模式设定为2相调制模式(A或者B)(60)。如果应该设定为高频的条件不成立，则检索应该设定为2相调制、低频fc(Dpwm)的条件是否成立(61)，如果成立则设定为2相调制、低频fc(Dpwm)(62)。

图7、图8以及图9中分别表示利用电压传感器25检测的变换器40的次级侧电压Vuc为220V、300V以及400V的情况下的上述的区域区分“SVpwm””(3相调制、低频fc)、“A、B”(2相调制、高频k·fc)、“Dpwm”(2相调制、低频fc)以及“1个脉冲”(全相矩形波通电)。“A”是随着用于降低边带噪声的从载波频率的低频fc向高频k·fc切换，如果是同一频率(fc)则采用3相调制的区域，但是为了降低向高频的切换而导致的开关损失而采用2相调制的区域。“B”是将为了降低开关损失而采用2相调制的区域，为了降低边带噪声而将载波频率从低频向高频k·fc切换的区域。

图5以及图6表示的载波频率的低/高切换以及高/低切换的参照值(阈值)以及调制模式的切换的参照值均按照次级侧电压Vuc的范围区分作为参照数据表(LUT：查阅表)存储于微机MPU内的存储器中，微机MPU从与执行图5以及图6表示的“载波频率&调制模式决定”(22)之时的Vuc数值对应的LUT读出上述参照值来使用。

但是，在区域A、B中为了抑制边带噪声而采用的高频k·fc的k优选是1＜k＜2。如果k≤1则没有抑制边带噪声的效果，如果k＞2则开关损失增大。本实施例中采用k＝1.5而高频为7.5KHz。

如果高频为k＝1.5，则如图10所示，在为了抑制边带噪声而采用高频k·fc的区域A、B中，电动机10m和逆变器19m(10g和19g相同)的电力损失的合计，即总计损失在没有采用高频而与全域低频fc(5KHz)的参考例相同程度。即，“A”区域中通过采用高频k·fc，使电动机10m的铁耗(铁心损耗)在比较低的转速范围内上升，但是逆变器19m的开关损失因为从3相调制向2相调制的转换而降为更低，因此总计损失没有显著上升。“B”区域维持2相调制模式不变而切换为升高载波频率，因此逆变器19m的开关损失增加，铁耗降低，因此总计损失没有显著上升。

这样，根据本发明总计损失没有发生显著上升。A、B区域均为高频k·fc，因此能够抑制边带噪声。即，本发明电动机驱动的电力损失没有显著增大，能够抑制边带噪声。

以上，针对控制驱动车辆转动的电动马达10m的动作的马达控制装置30m的控制功能进行了说明。

再次参照图1。被车辆上发动机驱动转动的电动机10g有时候被叫做发电机或者电动发电机，本实施例中电动机10g在启动发动机时是驱动发动机启动的电动马达(电力运行)，如果发动机启动则其是被发动机驱动转动而发电的发电机(再生)。控制该电动机10g的马达控制装置30g的功能以及作用与马达控制装置30m相同，另外向电动机10g供电的逆变器19g的构成以及动作与逆变器19m相同。马达控制装置30g的构成以及功能与马达控制装置30m相同。

在启动发动机时由未图示的主控制器向马达控制装置30g赋予正值的目标转矩TM＊g，马达控制装置30g进行与马达控制装置30m的上述控制动作相同的控制动作。如果发动机启动其输出转矩上升，则主控制器将目标转矩TM＊g切换为发电(再生)用的负值。由此马达控制装置30g控制逆变器19g以便电动机10g的输出转矩形成负值的目标转矩(发动机的目标负载)。该内容(输出控制运算)也与马达控制装置30的上述输出控制运算相同。

如上所示，作为变换器40的输出电压的次级侧电压Vuc(次级侧电容器23的电压)用于马达控制装置30m、30g内的转矩指令控制运算，并且也可以用于弱磁场电流Δid、Δiq的计算。该次级侧电压Vuc在利用初级侧直流电源18、22的电力容量能够实现次级侧电压最高值以下，优选根据目标转矩TM＊m、TM＊g以及转速来调整次级侧电压Vuc，以便目标转矩越大则次级侧电压Vuc越高并且转速越高则次级侧电压Vuc越高。变换器控制装置30v执行该次级侧电压Vuc的调整。

变换器控制装置30v在本例子中也是以微机为主体的电子控制装置，并且包括微机、未图示接口(信号处理电路)以及PWM脉冲发生器，另外也包括在微机和上述车辆上的未图示的车辆行驶控制系统的主控制器之间的未图示的接口(通信电路)。

变换器控制装置30v读出马达控制装置30m赋予的次级侧目标电压Vuc＊m(第一次级侧目标电压Vuc＊g)以及马达控制装置30g赋予的次级侧目标电压Vuc＊g(第二次级侧目标电压Vuc＊g)，并且通过数字转换读出各传感器21、24检测出的电池电压Vdc。接着，将第一次级侧目标电压Vuc＊m以及第二次级侧目标电压Vuc＊g内的高电压的一方决定为目标电压Vuc^＊，生成控制升压用开关元件42的接通/断开的PWM信号Pvf以及控制再生用(降压用)开关元件43的接通/断开的PWM信号Pvr并赋予给驱动电路20v，以使电压传感器24检测的电压Vuc为目标电压Vuc。驱动电路20v基于PWM信号Pvf、Pvr接通、断开半导体开关42、43。当需要升压时对变换器40的升压用开关元件42的接通/断开进行PWM控制，当需要降压时，对变换器40的再生用开关元件43的接通/断开进行PWM控制。这些升压用半导体开关42和再生用半导体开关43互补地进行开关动作，以便在前者接通期间后者断开而在前者断开期间后者接通。