具有改善的输出功率范围的升压转换器的电子镇流器

摘要

一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器的升压转换器具有增加的输出功率范围。该升压转换器在当灯的期望亮度低于第一阈值亮度时以非连续导通模式操作，并且在当期望亮度高于第二阈值亮度时以临界导通模式操作。该升压转换器包括延迟电路，该延迟电路用于将延迟量引入到经由该升压转换器的电流的导通。镇流器的控制电路有效地驱动该延迟电路，并且因此响应于灯的期望亮度来控制该升压转换器的操作。该控制电路进一步有效地通过脉宽调制信号来驱动该延迟电路，以将多个延迟量提供到该升压转换器的操作中。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求基于2007年5月11日提交的美国专利申请No.11/801,860的优先权。以上引用的美国专利申请的全部公开内容通过引用并入此处。

技术领域

本发明涉及用于控制气体放电灯的亮度的电子镇流器，尤其地，涉及具有适于在增加的输出功率范围内进行操作的升压转换器的电子调光镇流器。

背景技术

为了使诸如荧光灯的气体放电灯照明，通常由镇流器来驱动灯。电子镇流器从交流(AC)电源接收AC干线电压，并且将该AC干线电压转换成适当的电压波形来驱动灯。

图1是用于驱动荧光灯15的现有技术的电子镇流器10的简化框图。电子镇流器10包括“前端”电路20和“后端”电路40。前端电路20包括用于最小化在AC干线上所提供的噪声的射频干扰(RFI)滤波器22，以及用于接收AC干线电压(例如，120V_AC)并且生成整流电压的全波整流器24。前端电路20还包括升压转换器26，该升压转换器26提升整流电压的强度高于线路电压的峰值，以产生直流(DC)总线电压32。升压转换器26还改善对镇流器10的输入电流的总谐波失真(THD)和功率因数。

前端电路20将DC总线电压32提供给后端电路40。在前端电路20和后端电路40之间提供总线电容器30(即，能量存储器件)，用于对DC总线电压32进行滤波，并且该总线电容器30具有例如15μF的电容。镇流器后端电路40包括用于将DC总线电压32转换成高频AC电压的开关逆变器42，以及用于将该高频AC电压耦合到灯15的电极的输出电路44(例如，具有相对高的输出阻抗的谐振储能电路)。

镇流器10进一步包括控制电路50，该控制电路50控制开关逆变器42的操作，并且因此控制灯15的亮度。该控制电路50通过电阻器R52和二极管D54接收相位控制输入(例如，由调光器电路提供的相位控制的信号)。电阻器R52(例如，200kΩ)与电阻器R56(例如，6.67kΩ)形成电阻分压器，以将相位控制输入的强度按比例缩减到适合于控制电路50进行处理的水平。该相位控制输入还被提供给升压转换器26。将电源58耦合到整流器24的输出，并且生成DC电压V_CC(例如，约15V_DC)，用于为控制电路50和镇流器10的其它低压电路供电。

该相位控制输入表示荧光灯15的期望亮度。优选地，该相位控制输入对于AC电源的第一部分的半周期基本上等于0伏特，而对于剩余部分的半周期基本上等于AC干线电压。响应于每个半周期相位控制输入基本上等于AC干线电压的时间量，控制电路50可操作成(有效地)控制灯15的亮度。控制电路50有效地在从低端(LE)亮度(即，最小非零亮度，诸如1％)到高端(HE)亮度(例如，最大亮度，诸如100％)的灯15的调光范围内控制亮度。

图2是镇流器10的升压转换器26的简化示意图。整流器24的输出被供应到电感器L1(例如，810μH)，该电感器L1与升压二极管D1串联耦合，该升压二极管D1的阴极被耦合到总线电容器30。将功率开关场效应晶体管(FET)Q1(例如，由International Rectifier(国际整流器公司)制造的型号为IRFS840的部件)耦合到电感器L1和二极管D1的阳极的结点、并通过电流感测电阻器R1(例如，0.281Ω)耦合到电路公共端。控制集成电路(IC)U1(例如，由InfineonTechnologies(英飞凌科技公司)制造的型号为TDA4862的部件)控制晶体管Q1的操作。特定地，通过延迟电路60将控制IC U1的驱动引脚GTDRV耦合到晶体管Q1的栅极，在下文中将更加详细地描述该延迟电路60。将晶体管Q1切换至高频(例如，30kHz)来提供跨电容器30上的期望DC电压，以实现功率因数校正(PFC)，使得对镇流器10的AC输入电流紧密跟随AC干线电压，并且通过将输入电流波形保持为正弦曲线来最小化总谐波失真(THD)。为了防止生成音声噪声，升压转换器26优选地不以低于20KHz的频率操作。

第一电阻分压器为控制IC U1的输入引脚MULTIN提供表示整流电压的信号。该第一电阻分压器包括分别具有例如996kΩ和10kΩ的电阻的两个电阻器R2、R3。为了实现总线电压32的期望强度，控制IC 34监视反馈引脚V_SENSE处的反馈电压。该反馈电压由包括两个电阻器R4、R5(例如，分别为1.86MΩ和10kΩ)的第二分压器产生，并且还通过电容器C1(例如，100nF)提供给控制IC U1的引脚V_AOUT。

升压转换器26优选地以临界导通模式而不是连续或非连续导通模式来操作。在连续导通模式中，通过电感器L1的电流是连续的，并且不会下降到0安培。相反地，非连续导通模式允许通过电感器L1的电流在升压转换器的每个开关周期中下降到0安培并且保持在0安培一段时间。临界导通模式处于连续和非连续导通模式的交叉处。通过电感器L1的电流允许下降到0安培，但是不会在0安培处保持明显的时间量。升压转换器26中的临界导通模式的使用最有效地最小化镇流器10的THD，并且提供在升压转换器的传导损耗和开关损耗之间的良好折衷。

图3A是在升压转换器26以临界导通模式进行操作时通过电感器L1的电流的电流波形70。当晶体管Q1导通时，电流流经电感器L1、晶体管Q1和电阻器R1，并且随时间增加。控制IC U1的引脚I_SENSE接收跨电阻器R1上的电压，该电压表示通过电阻器R1和电感器L1的电流。在临界导通模式中，通过电感器L1的充电电流增加到阈值电流I_TH，然后在刚好再次开始增加之前减小到0安培。

当通过电感器L1的电流超过阈值电流I_TH时，控制IC U1使晶体管Q1不导通。如图3A中所示，通过电感器的电流开始减小。附加绕阻L2被磁耦合到电感器L1，并且通过电感器R6(例如，22kΩ)提供给控制IC U1的过零(zero-cross)检测引脚DETIN。使用由过零检测引脚DETIN提供的输入，控制IC U1有效地确定通过电感器L1的电流何时达到零安培。作为响应，控制IC U1再次使晶体管Q1导通，以开始对电感器L1进行充电。

期望调光镇流器能够提供大范围的输出功率。例如，可能需要单个镇流器在高端亮度下向一盏灯(或多盏灯)提供相当大量的输出功率，并且然后在低端亮度(例如，1％)下提供相当少量的输出功率。如果镇流器具有大范围的的输出功率，则该镇流器也必须具有大范围的输入功率。图4是调光镇流器的期望输入功率对连接的荧光灯的亮度的图。该镇流器和灯在高端亮度下可能消耗相当大量的输入功率(例如，120W)，而在低端亮度(例如，1％)下消耗少量的功率(例如，6W)。

典型的升压转换器控制IC(诸如控制IC U1)受限于一些特定的特性，诸如控制晶体管Q1使其导通的最小导通时间(例如，250nsec)。由于晶体管Q1必须导通至少最小导通时间，因此升压转换器的输出功率无法下降到最小输出功率水平以下。升压转换器26的输入功率等于升压转换器的输出功率加上升压转换器的损耗(例如，典型地2-3W)。镇流器10的输入功率基本上等于升压转换器26的输入功率。因此，升压转换器26的最小输出功率水平建立了用于镇流器10的最小输入功率水平，例如，如果控制IC U1的最小导通时间是250nsec，则该最小输入功率水平可以是10W。例如，如果控制IC U1的最小输入功率是10W，则如图4中所示，最小灯亮度可以是约3％。

如果灯15被控制在约3％以下而使得升压转换器26的输出功率下降到最小输出功率水平以下，则升压转换器开始以突发模式来操作，其中，在DC总线电压32上，即，跨在总线电容器30上，生成额外的电压波动。然后，该电压波动可能造成灯15闪烁。因此，控制IC U1的最小导通时间限制影响能够由镇流器10提供的输出功率的范围。换言之，如果镇流器10被设计成驱动高功率灯，则镇流器可能不能将灯15的亮度调暗至诸如1％的亮度的低光水平而没有闪烁。

为了使升压转换器26的输入功率减小到由控制IC U1的最小导通时间限制确定的最小水平以下，升压转换器包括延迟电路60来将某种延迟引入升压转换器的操作中，以因此使升压转换器开始以非连续导通模式进行操作。返回参考图2，将相位控制输入提供给延迟电路60，使得延迟电路60有效地响应于灯15的期望亮度来控制晶体管Q1的操作。当通过电感器L1的电流减小到0安培时，控制IC U1通过将驱动引脚GTDRV驱动至高电平(即，约为DC电压V_CC的强度)来企图使晶体管Q1导通。当晶体管Q1开始导通时，延迟电路60延迟t_DELAY的延迟时间，该延迟时间取决于灯的期望亮度。图3B是示出了延迟时间t_DELAY的通过电感器L1的电流的电流波形72。

升压转换器26进一步包括场效应晶体管Q2，该晶体管Q2的栅极通过电阻器R7(例如，1kΩ)耦合到控制IC U1的驱动引脚GTDRV。当控制IC U1将驱动引脚GTDRV驱动到高电平时，使晶体管Q2导通，并且该晶体管Q2将过零检测引脚DETIN保持在大体上的电路公共端，使得控制IC U1继续将驱动引脚GTDRV保持在高电平。因此，由于延迟电路60允许升压转换器26的输入功率下降到由控制IC U1的最小导通时间确定的最小输入功率水平以下，所以镇流器10有效地将灯15的亮度向下驱动到约1％。

图5是延迟电路60的简化示意图。该延迟电路60包括相位控制-DC电压(control-to-DC-voltage)电路62、栅极驱动比较电路64和驱动电路66。该延迟电路60从相位控制输入端接收相位控制信号PH_CNTL，并且从控制IC U1的驱动引脚GTDRV接收栅极驱动控制信号GATE_DRV。延迟电路60向晶体管Q1的栅极提供驱动信号DLY_OUT。

将相位控制信号PH_CNTL耦合到比较器U10(例如，由NationalSemiconductor(国家半导体公司)制造的型号为LM2903的部件)的负输入。将包括两个电阻器R10、R12的电阻分压器耦合在DC电压V_CC和电路公共端之间。例如，电阻器R10、R12具有10kΩ和2.2kΩ的电阻，使得电阻分压器向比较器U10的正输入提供约2.7V的参考电压。当相位控制信号PH_CNTL低于该参考电压时，比较器U1的输出被驱动到约电路公共端。当相位控制信号PH_CNTL上升到该参考电压以上时，通过电阻器R14(例如，10kΩ)将比较器U10的输出上拉到基本上DC电压V_CC。由于相位控制信号PH_CNTL仅仅是提供给镇流器的相位控制输入的成比例的(scaled)版本，因此比较器U10的输出对于每个半周期的第一部分基本上等于0伏特，而对于每个半周期的剩余部分基本上等于DC电压V_CC。换言之，比较器U10的输出处的电压具有取决于灯15的期望亮度的占空比。

将比较器U1的输出提供给包括电阻器R16(例如，10kΩ)和电容器C12(例如，10μF)的低通滤波器，该低通滤波器对比较器的输出进行滤波，以产生基本上的DC电压。由于在比较器的输出处的电压的占空比取决于灯15的期望亮度，因此由该低通滤波器产生的DC电压的强度也取决于灯的期望亮度。因此，相位控制-DC电压电路62生成具有响应于相位控制信号PH_CNTL的强度的大致的DC电压。

将来自低通滤波器的滤波的DC电压提供给栅极驱动比较电路64，该栅极驱动比较电路64还接收栅极驱动控制信号GATE_DRV。通过具有例如5.6V的导通电压的齐纳二极管Z10将滤波的DC电压耦合到比较器U12的负输入。通过电阻器R18(例如，44.2kΩ)将比较器U12的负输入耦合到电路公共端。将滤波后的DC电压提供作为用于比较器U12的参考电压。

通过电阻器R20(例如，6.34kΩ)将栅极驱动控制信号GATE_DRV耦合到比较器U12的正输入，该电阻器R20与电容器C12(例如，1nF)形成低通滤波器。当栅极驱动控制信号GATE_DRV从低电平跳变到高电平(即，控制IC U1正企图控制晶体管Q1变成导通)时，跨在电容器C12上的电压初始地基本上是0伏特，并且将比较器U12的输出保持在约电路公共端。由于栅极驱动控制信号GATE_DRV是高电平，因此比较器U12的正输入处的电压随时间增加。当比较器U12的正输入处的电压上升到高于该比较器的负输入处的电压(其取决于灯15的期望亮度)时，允许该比较器的输出上升到高达栅极驱动控制信号GATE_DRV(即，由电阻器R22(例如，10kΩ)上拉)。当将栅极驱动控制信号GATE_DRV再次驱动到低电平时，电容器C12通过二极管D10快速放电。

将比较器U12的输出提供给包括标准图腾柱结构的驱动电路66。该驱动电路66包括NPN双极型晶体管Q10(例如，型号为MPSA06的部件)和PNP双极型晶体管Q12(例如，型号为2N3906的部件)。将晶体管Q10、Q12的发射极耦合在一起，并且通过电阻器R26(例如，100Ω)提供驱动信号DLY_OUT。该发射极的结点还经由二极管D12被耦合到栅极驱动控制信号GATE_DRV。当比较器的输出是低电平时，晶体管Q12将驱动信号DLY_OUT下拉到基本上电路公共端。当比较器U12的输出是高电平时，晶体管Q10将驱动信号DLY_OUT上拉到基本上栅极驱动控制信号GATE_DRV。

因此，包括电阻器R16和电容器C12的低通滤波器将延迟量带入驱动信号DLY_OUT中提供给晶体管Q1。该延迟量响应于灯15的期望亮度。当延迟电路60将延迟引入到经由电感器L1的电流时，升压转换器26以非连续导通模式来操作。由于升压转换器26以非连续导通模式进行操作，因此与在升压转换器以临界导通模式进行操作的时候，升压转换器的导通损耗和镇流器10的THD均增加。然而，镇流器10有效地将灯15的亮度向下驱动到低亮度(诸如1％)而没有来自突发模式的闪烁。

图6是由延迟电路60提供的延迟量对灯15的期望亮度的图。尽管当期望亮度非常低，即，10％以下时，仅在通过电感器L1的电流中需要延迟，但是延迟电路60将延迟引入跨在灯15的调光范围上的升压转换器26的操作中。由于比较器U10的限制，所以无法将由相位控制-DC电压电路62提供的滤波的DC电压驱动到零伏特。因此，由延迟电路60提供的驱动信号DLY_OUT总是具有一些延迟量(例如，1μsec)。因此，延迟不可能是零秒，并且升压转换器26不可能以临界导通模式操作。

为了使镇流器10接收大范围的输入电压(例如，从约90到300V_AC)，必须改变电阻器R10、R12的电阻，以便改变提供给比较器U10的参考电压的强度。因此，镇流器10无法作为有效地接收大范围的输入电压的通用输入镇流器来提供。

因此，需要一种具有升压转换器的通用输入电子调光镇流器，该升压转换器通常以临界导通模式操作，但仅当期望灯亮度低于预定亮度时才以非连续的导通模式来操作。

发明内容

根据本发明，一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器包括：整流器、升压转换器、逆变器和控制电路。该整流器从AC电源接收AC输入电压，并且产生具有峰值强度的整流电压。该升压转换器接收该整流电压，并且产生基本上的DC总线电压，该总线电压具有大于该整流电压的峰值强度的DC强度。该逆变器将该DC总线电压转换成高频AC输出电压来驱动灯。该控制电路接收表示灯的期望亮度的期望光水平信号，以及向逆变器提供第一控制信号，并且向升压转换器提供第二控制信号。该升压转换器在当灯的期望亮度接近高端亮度时以临界导通模式操作，并且在当期望亮度接近低端亮度时以非连续导通模式操作。特定地，升压转换器在当灯的期望亮度低于第一阈值亮度时以非连续导通模式操作，并且在当期望亮度高于第二阈值亮度时以临界导通模式操作。

本发明进一步提供了一种用于将气体放电灯驱动到期望亮度的电子镇流器的升压转换器。该升压转换器接收整流电压，并且对总线电容器充电以产生具有基本上的DC总线电压，该总线电压大于该整流电压的峰值强度的DC强度。该升压转换器包括：半导体开关、能量存储元件(例如，电感器)和控制电路。该能量存储元件在当半导体开关导通时充电，并且在当半导体开关不导通时放电到总线电容器。该控制电路有效地耦合到半导体开关的控制输入来使半导体开关导通和不导通，用以选择性地对能量存储元件充电和放电。该升压转换器在当灯的期望亮度接近高端亮度时以临界导通模式操作，并且在当期望亮度接近低端亮度时以非连续导通模式操作。

此外，本发明提供了一种使用用于驱动气体放电灯的电子镇流器的升压转换器来使整流电压升高以产生基本上的DC总线电压的方法。该方法包括下述步骤：(1)接收灯的期望亮度；(2)以临界导通模式操作升压转换器；(3)确定该期望亮度是否低于第一阈值亮度；以及(4)当该灯的期望亮度低于该第一阈值亮度时，以非连续导通模式操作升压转换器。

根据本发明的另一个方面，一种用于驱动气体放电灯的电子调光镇流器包括：(1)整流器，该整流器有效地从AC电源接收AC输入电压，并且产生具有峰值强度的整流电压；(2)升压转换器，该升压转换器有效地接收该整流电压，并且产生基本上的DC总线电压，该总线电压具有大于该整流电压的峰值强度的DC强度；(3)逆变器，该逆变器有效地将该DC总线电压转换成高频AC输出电压来驱动灯；以及(4)控制电路，该控制电路有效地接收表示灯的期望亮度的期望光水平信号，以及将第一控制信号提供给逆变器，并且将第二控制信号提供给升压转换器。该升压转换器的特征在于最小输入功率和最大输入功率，其中，该最大输入功率与该最小输入功率的比率大于20。

从参考附图的本发明的下面的描述中，本发明的其它特征和优点将变得显而易见。

附图说明

图1是用于驱动荧光灯的现有技术的电子镇流器的简化框图；

图2是图1的镇流器的升压转换器的简化示意图；

图3A是当图2的升压转换器以临界导通模式操作时通过该升压转换器的电感器的电流的电流波形；

图3B是当图2的升压转换器以非连续导通模式操作时通过该升压转换器的电感器的电流的电流波形；

图4是典型的镇流器的输入功率对荧光灯的亮度的图；

图5是图2的升压转换器的延迟电路的简化示意图；

图6是由图5的延迟电路提供的延迟量对荧光灯的期望亮度的图；

图7是根据本发明的用于驱动荧光灯的电子调光镇流器的简化框图；

图8是图7的镇流器的升压转换器的简化框图；

图9是图8的升压转换器的延迟电路的简化框图；

图10是根据本发明的第一实施例的由图8的延迟电路引入的延迟量对灯的期望发光亮度的图；

图11是由图7的镇流器的控制电路执行的线路电压感测程序的简化流程图；

图12是根据本发明的第一实施例的由图7的镇流器的控制电路执行的延迟程序的简化流程图；

图13是根据本发明的第二实施例的由图8的延迟电路引入的延迟量对灯的期望发光亮度的图；以及

图14是根据本发明的第二实施例的由图7的镇流器的控制电路执行的延迟程序的简化流程图。

具体实施方式

当结合附图阅读时，可以更好地理解前述的概述以及下面的优选实施例的详细描述。为了说明本发明的目的，在附图中示出了目前优选的实施例，其中，在附图的数个视图中，相同的附图标记表示类似的部件，然而，应当理解，本发明不限于所公开的特定方法和手段。

图7是根据本发明的用于驱动荧光灯105的电子调光镇流器100的简化框图。该电子调光镇流器100以与图1的现有技术的电子调光镇流器相似的方式进行操作，并且包括具有与前文所述相同的功能的许多类似的模块。下文将仅更加详细地描述与现有技术的镇流器10不同的本发明的镇流器100的那些组件。

本发明的镇流器100包括由控制电路150控制的升压转换器126，如下文将更加详细描述的。例如，该控制电路150优选地包括微处理器，但是可以包括任何适当类型的控制器，诸如可编程逻辑器件(PLD)、微处理器或者专用集成电路(ASIC)。镇流器100进一步包括：通信电路190和多个输入192，例如，该多个输入192用于从诸如感测传感器、日光传感器、红外(IR)接收器或小键盘等多个外部设备(未示出)接收控制信号。电源158生成具有适于对控制电路150供电的强度(例如，5V_DC)的DC电压V_CC。

将控制电路150耦合到相位控制输入、通信电路190和多个输入192，使得控制电路有效地响应于相位控制输入、经由通信电路接收到的数字消息或者从多个输入接收到的输入来控制逆变器42和升压转换器126的操作。在共同受让的未决的2004年4月14日提交的标题为MULTIPLE-INPUT ELECTRONIC BALLAST WITH PROCESSOR(具有处理器的多输入电子镇流器)的美国专利申请No.10/824,248和2004年12月14日提交的标题为“DISTRIBUTED INTELLIGENCEBALLAST SYSTEM AND EXTENDED LIGHTING CONTROLPROTOCOL(分布式智能镇流器系统和扩展的照明控制协议)”的美国专利申请No.11/011,933中更加详细地描述了有效地耦合到通信链路和多个其它输入源的数字电子调光镇流器的示例。这两个申请的全部公开内容通过引用并入于此。

本发明的控制电路150还响应于AC干线电压的强度。特定地，控制电路150从包括两个电阻器R194、R196的电阻分压器接收表示由整流器24提供的整流电压的强度的信号。优选地，电阻器R194、R196的电阻分别是996kΩ和10kΩ。

图8是升压转换器126的简化框图，该升压转换器126与现有技术的镇流器10的升压转换器26(如图2中所示)非常相似。此处将仅更加详细地描述与现有技术的镇流器10的升压转换器26不同的升压转换器126的组件。升压转换器126包括控制IC U110，例如，优选地型号为TDA4863的部件(由Infineon Technologies(英飞凌科技公司)制造)，该控制IC U110能够跨大范围的输入电压操作。延迟电路160被耦合到控制IC U110的驱动引脚GTDRV，并且直接从控制电路150接收控制信号BST_DLY。

图9是延迟电路160的简化框图，该延迟电路160与现有技术的镇流器10的延迟电路60(如图5中所示)非常相似。再一次，此处将仅更加详细地描述与现有技术的镇流器10的延迟电路60不同的延迟电路160的组件。由于根据本发明的延迟电路160不接收相位控制信号PH_CNTL，因此该延迟电路不包括现有技术的延迟电路60的相位控制-DC电压电路62。

通过低通滤波器165仅将来自控制电路150的控制信号BST_DLY耦合到栅极驱动比较电路64，该低通滤波器165包括两个电阻器R116、R118和电容器C112。优选地，电阻器R116、R118具有392kΩ的电阻并且电容器C112具有1.0μF的电容。控制电路150优选地提供具有占空比的控制信号BST_DLY，该占空比取决于灯15的期望亮度。低通滤波器165对控制信号BST_DLY进行滤波，以产生基本上DC的电压。栅极驱动比较电路164接收栅极驱动控制信号GATE_DRV，将该栅极驱动控制信号GATE_DRV与低通滤波器165所产生的DC电压作比较。由于该DC电压V_CC仅具有5V_DC的强度，因此栅极驱动比较电路164不包括用以将比较器U12的负输入处的电压减小至适当水平的齐纳二极管Z10。由栅极驱动比较电路164引入的延迟量取决于控制信号BST_DLY的占空比。

图10是根据本发明的第一实施例的由延迟电路160引入的延迟量对灯105的期望发光亮度的图。优选地，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至高电平(即，至约电源158的DC电压V_CC)或低电平(即，至约电路公共端)，使得延迟电路160以两个分立(discrete)水平将延迟引入到经由电感器L1的电流。根据本发明的第一实施例，当期望亮度低于第一阈值亮度(例如，约高端亮度的55％)时，延迟电路160将第一延迟量(例如，10μsec)引入升压转换器126的操作中。当期望亮度高于第二阈值亮度(例如，约高端亮度的60％)时，延迟电路160基本上不将延迟引入升压转换器126的操作中。优选地，如图10中所示的提供滞后。

而且，控制电路150响应于AC干线电压的强度，即，表示电阻器R194、R196提供的整流电压的强度的信号，来对控制信号BST_DLY的占空比进行控制。优选地，当AC干线电压的强度约为120V_AC时，控制信号BST_DLY的占空比被控制，使得从不将延迟引入升压转换器126的操作中，即，升压转换器126独立于灯105的期望亮度来操作。另一方面，如果AC干线电压约为277V_AC，则控制电路150对控制信号BST_DLY的占空比进行控制，使得升压转换器126如图10中所示操作。

图11是由控制电路150周期性地，例如，每208μsec，执行的线路电压感测程序1100的简化流程图。控制电路150在当AC干线电压的强度约为277V_AC时，设置变量LV_SENSE，并且在当AC干线电压的强度约为120V_AC时，清除变量LV_SENSE。该线路电压感测程序1100包括一些滞后，即，在当AC干线电压的强度上升至约190V_AC以上时，控制电路150设置变量LV_SENSE，而不清除变量LV_SENSE，直到AC干线电压的强度下降至约170V_AC以下(反之亦然)。

参考图11，在步骤1110处，控制电路150使用模数转换器(ADC)来对表示电阻器R194、R196提供的整流电压的强度的信号进行采样。在步骤1112处，从整流电压的最后480个样本计算平均值V_AVG(即，对在最后100msec上获取的样本取平均)。如果在步骤1114处设置了变量LV_SENSE，并且在步骤1116处，在步骤1112处所计算的平均值V_AVG小于约170V_AC，则在步骤1118处清除变量LV_SENSE。如果在步骤1114处没有设置变量LV_SENSE，而在步骤1120处平均值V_AVG大于或等于约190V_AC，则在步骤1122处设置变量LV_SENSE。否则，在程序1100退出之前，不改变变量LV_SENSE。

图12是根据本发明的第一实施例的由控制电路150周期性地，例如，每2.5msec，执行的延迟程序1200的简化流程图。使用该延迟程序1200，控制电路150响应于灯105的期望亮度和变量LV_SENSE，(经由控制信号BST_DLY)来控制晶体管Q1的操作。控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至高电平，使得延迟电路160将延迟量(即，10μsec)引入升压转换器126的操作中。控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至低电平来以临界导通模式操作升压转换器126。

如果在步骤1210处没有设置变量LV_SENSE(即，将镇流器耦合到120V_AC的AC干线电压)，则在步骤1212处，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至低电平，使得延迟电路160不将任何延迟引入升压转换器126的操作中。如果在步骤1210处设置了变量LV_SENSE，则在步骤1214处做出关于控制信号BST_DLY目前是否被驱动至高电平的确定。如果在步骤1214处控制信号BST_DLY是低电平，并且在步骤1216处期望亮度不小于55％，则在步骤1218处将控制信号BST_DLY驱动至低电平。然而，如果在步骤1216处期望亮度已经被控制在55％以下，则在步骤1220处将控制信号BST_DLY驱动至高电平，使得升压转换器126开始以非连续导通模式操作。

如果在步骤1214处变量BST_DLY是高电平，并且在步骤1222处期望亮度还没有上升至60％以上，则在步骤1220处，控制电路150继续将控制信号BST_DLY驱动至高电平。然而，一旦在步骤1222处期望亮度大于或等于60％，就在步骤1224处将控制信号BST_DLY驱动至低电平，并且该延迟程序1200退出。

替选地，控制电路160可以有效地对控制信号BST_DLY进行脉宽调制(PWM)，使得以在第一阈值亮度和第二阈值亮度之间的一个或多个中间级处提供由延迟电路160产生的延迟量。图13是根据本发明的第二实施例的由延迟电路160引入的延迟量对灯105的期望发光亮度的图。当期望亮度低于约55％时，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至高电平，以将约10μsec的延迟引入升压转换器126的操作中。当期望亮度高于约61％时，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至低电平，使得不提供延迟。当期望亮度低于约60％，但是高于约56％时，控制电路150生成作为PWM信号的控制信号BST_DLY，以提供约5μsec的延迟。优选地，控制信号BST_DLY具有50％的占空比和5msec的周期。再一次，如图13所示，在延迟的高、中和低水平之间提供滞后。

图14是根据本发明的第二实施例的延迟程序1400的简化流程图。由控制电路150周期性地，即，每2.5msec执行该延迟程序1400。如果在步骤1410处没有设置变量LV_SENSE，则将镇流器耦合到约120V_AC的AC干线电压。因此，在步骤1142处，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至低电平，使得延迟电路160不提供延迟，并且该程序1400退出。

如果在步骤1410处设置了变量LV_SENSE，并且在步骤1414处控制信号BST_DLY当前被驱动至低电平，则在步骤1416处作出关于期望亮度是否小于60％的确定。如果在步骤1416处期望亮度小于60％，则在步骤1418处控制信号继续将控制信号BST_DLY驱动至低电平。否则，在步骤1420处将控制信号BST_DLY的状态改变成PWM，使得控制电路150开始驱动具有占空比的控制信号BST_DLY，以提供中间延迟量，即，5μsec。

如果在步骤1414处没有将控制信号BST_DLY驱动至低电平，而在步骤1422处控制信号BST_DLY处于PWM状态，则在步骤1424处作出关于期望亮度是否上升至约61％以上的确定。如果是，则在步骤1426处，控制电路150再次将控制信号BST_DLY驱动至低电平来以临界导通模式操作升压转换器126。然而，如果在步骤1424处期望亮度不大于61％，并且在步骤1428处期望亮度不小于55％，则控制电路150触发(toggle)控制信号BST_DLY，以向延迟电路160提供PWM信号，并且因此提供中间延迟量。特定地，如果在步骤1430处控制信号BST_DLY是低电平，则在步骤1432处，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至高电平，并且该程序1400退出。如果在步骤1430处控制信号BST_DLY是高电平，则在步骤1434处控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至低电平，并且该程序1400退出。由于约每2.5msec地执行该延迟程序1400，因此当控制信号BST_DLY处于PWM状态时，控制信号BST_DLY具有50％的占空比的约5ms的周期。当在步骤1422处控制电路150驱动作为PWM信号的控制信号BST_DLY，并且在步骤1428处期望亮度下降至低于55％时，控制电路150将控制信号BST_DLY驱动至高电平，以提供约10μsec的延迟。

如果在步骤1422处控制信号BST_DLY没有处于PWM状态(即，控制信号BST_DLY目前被驱动至高电平)，则在步骤1438处作出关于期望亮度是否大于56％的确定。如果在步骤1438处期望亮度大于56％，则在步骤1440处，控制电路150仅继续将控制信号BST_DLY驱动至高电平。然而，如果在步骤1438处期望亮度已经下降至低于56％，则在步骤1442处，控制电路150开始将控制信号BST_DLY驱动为PWM信号。

因此，本发明的镇流器100的升压转换器126不受现有技术的升压转换器26的最小输出功率要求的限制。根据本发明的镇流器100提供了对应于例如从6W到120W的大范围的输入功率的大范围的输出功率。镇流器100能够提供比最小输入功率大至少二十(20)倍的最大输入功率，即，最大输入功率与最小输入功率的比率等于至少二十。本发明的镇流器100还是通用输入镇流器，即，该镇流器可以跨一定范围的输入电压(例如，从约120V_AC到277V_AC)操作。

尽管关于本发明的特定实施例描述了本发明，但是对于本领域的技术人员来说，许多其它变化和修改以及其它的用途将变得显而易见的。因此，优选的是，本发明不由此处的特定公开内容来限定，而是仅由所附权利要求来限定。