快速傅里叶变换、逆变换装置及降低其功耗的方法

摘要

本发明涉及快速傅里叶变换、逆变换装置及降低其功耗的方法，能够动态地降低FFT单元内数据通路模块的精度而不会影响OFDM信号的解调。FFT单元通常实现在OFDM接收机内以分离接收的OFDM信号内的子载波。一般，OFDM接收机内的FFT单元必须设计成以足够高的精度工作，以便使引入FFT单元内的量化噪声不会支配系统的总体最大信噪比要求。然而，多数OFDM接收机的信噪比要求是动态的，因此OFDM接收机经常具有远低于所需最大值的瞬时信噪比要求。这种情况下，降低FFT单元内的数据通路模块的精度以节省通常在无线设备内有限的功率是非常有利的。

说明书

技术领域

本发明涉及具有动态信噪比(SNR)要求的通信接收机，更具体地说，涉及一种用于优化具有动态信噪比要求的通信接收机内数据通路模块的精度的方法和系统。

背景技术

在多载波通信系统内，多个子载波同时在一个传输路径上传送。正交频分复用技术(OFDM)是一种常用的多载波方案，该技术中，多个子载波在频率上正交。OFDM载波信号内的子载波通常在频率上重叠，但并不彼此干涉。每个子载波可使用多种调制方案中的任何一种来进行调制，包括正交调幅(QAM)(例如，16-QAM和64-QAM)和正交相移键控(QPSK)。

OFDM收发机通常应用快速傅里叶变换(FFT)来分离接收到的OFDM载波信号中的子载波。以类似的方式，OFDM收发机通常应用快速傅里叶逆变换(IFFT)将多个子载波合并来生成OFDM载波信号以进行传输。一般，FFT定义了用于减低计算离散傅里叶变换(DFT)所需的时间的一组处理，并具有几种不同的实现。然而，FFT的每种实现在N个采样点的有限持续序列x(n)上执行DFT，该x(n)表示接收到的OFDM载波信号的采样样本。该DFT可定义为：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}x\left(n\right)e^{-j\left(\frac{2\pi }{N}\right)\mathrm{nk}}$

k＝0，1，...N-1

DFT本质上是在一组N个采样样本上计算的块进程(block process)，N一般定义为在接收到的OFDM载波信号上传送的子载波的数量。N个样本x(n)相继与子载波频率范围上的复指数相乘，然而将每个乘积相加。上述等式的输出x(k)表示第k频率的频谱值，即第k频率上的子载波的值。通过这种方法，便可使用DFT计算来分离接收到的信号的子载波。

OFDM接收机一般有专用的FFT单元，其使用以定点格式表示的数据执行上述的计算。接收的信号的采样样本x(n)与FFT单元的结果一起表示为定点格式。定点数字的精度由其表达形式中使用的位数来确定。因此，在任意有限长度定点数据形式中，一些量化噪声会被引入系统内。在OFDM接收机内，FFT单元内引入的量化噪声不会支配接收机的总信噪比要求，是很重要的。通常OFDM接收机的FFT单元具有足够的精度来应付最差情况的信噪比要求。

尽管FFT单元必须被设计成能够应付OFDM接收机的最差情况信噪比要求，多数情况下，瞬时信噪比要求实际上是较低的。例如，OFDM接收机可被要求来处理30dB的最差情况信噪比要求，并因此，FFT单元内的定点数据大小必须足够的大，以便量化噪声不会妨碍接收机达到这一最差情况信噪比要求。然而，由于OFDM接收机的信噪比要求可以是动态的，在操作中的任何特定点，OFDM接收机可具有低于30dB的瞬时信噪比要求。因而在多数情况下，FFT单元以过高的精度工作。FFT单元内的数据通路模块消耗了过度的功率来对定点数据执行不必要的计算和操作。由于功耗在依赖于电池的OFDM接收机内经常是至关重要的，任何过度的功率消耗都会降低这些设备的实用性。

因此，需要有一种动态调节FFT单元内数据通路模块的精度而不会反过来影响OFDM载波信号的接收和调制的方法和系统，。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明提供了一种快速傅里叶变换(FFT)装置，用于具有动态信噪比要求的OFDM接收机内，所述OFDM接收机用于接收包括多个子载波的OFDM信号，所述FFT装置包括：

数据通路，用于对从接收的OFDM信号中获得的一组数据采样样本计算FFT，其中所述数据通路对表示为定点格式的数据执行操作；

控制单元，基于所述OFDM接收机的动态信噪比要求调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于接收的OFDM信号内的子载波的调制类型确定的。

作为优选，所述调制类型是每个群集(constellation)可具有任意数量的符号的正交幅度调制(QAM)类型。

作为优选，所述调制类型是每个群集可具有任意数量的符号的相移键控调制(PSK)类型。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于编码所述OFDM信号所使用的码率确定的。

作为优选，所述控制单元通过引导数据通路忽略其所操作的数据的最低有效位来调节数据通路的精度。

作为优选，所述数据通路包括：

运算单元；及

存储单元。

作为优选，所述控制单元通过引导存储单元或运算单元忽略其所操作的数据的最低有效位来调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述控制单元通过不将最低有效位存入存储单元内或不从存储单元内读取最低有效位来控制存储单元忽略其所操作的数据的最低有效位。

作为优选，所述运算单元包括将数据值相乘的乘法器。

作为优选，所述控制单元控制所述乘法器忽略所述数据值的最低有效位。

作为优选，所述控制单元通过致使数据值的最低有效位为零来控制乘法器忽略数据值的最低有效位。

作为优选，所述存储单元是随机访问存储器(RAM)。

根据本发明的一个方面，本发明提供一种降低快速傅里叶变换(FFT)装置内的功耗的方法，所述FFT装置用于具有动态信噪比要求的OFDM接收机内，所述方法包括：

接收OFDM信号；

采样接收的OFDM信号以获得采样样本；

对所述采样样本计算FFT；

基于所述OFDM接收机的动态信噪比要求动态地调节所述FFT装置的精度。

作为优选，所述FFT装置对表示为定点格式的数据执行操作。

作为优选，所述FFT装置的精度通过忽略其所操作的数据的最低有效位来调节。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于接收的数据采样样本的调制类型确定的。

作为优选，所述调制类型是每个群集(constellation)可具有任意数量的符号的正交幅度调制(QAM)类型。

作为优选，所述调制类型是每个群集可具有任意数量的符号的正交相移键控调制(QPSK)类型。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于编码所述OFDM信号所使用的码率确定的。

根据本发明的一个方面，本发明提供一种具有动态信噪比要求的OFDM接收机，所述OFDM接收机用于接收包括多个子载波的OFDM信号，所述OFDM接收机包括：

快速傅里叶变换(FFT)装置；

与所述FFT装置连接的解映射器；

与所述解映射器连接的解码器；

其中，所述FFT装置包括：

数据通路，用于对从接收的OFDM信号中获得的一组数据采样样本计算FFT，其中所述数据通路对表示为定点格式的数据执行操作；

控制单元，基于所述OFDM接收机的动态信噪比要求调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于接收的OFDM信号内的子载波的调制类型确定的。

作为优选，所述调制类型是每个群集(constellation)可具有任意数量的符号的正交幅度调制(QAM)类型。

作为优选，所述调制类型是每个群集可具有任意数量的符号的相移键控调制(PSK)类型。

作为优选，所述OFDM接收机的动态信噪比要求是基于编码所述OFDM信号所使用的码率确定的。

作为优选，所述控制单元通过引导数据通路忽略其所操作的数据的最低有效位来调节数据通路的精度。

根据本发明的一个方面，本发明提供一种快速傅里叶逆变换(IFFT)装置，用于具有动态信噪比要求的OFDM发射机内，所述OFDM发射机用于发射包括多个子载波的OFDM信号，所述IFFT装置包括：

数据通路，用于对多个符号流计算IFFT以生成OFDM信号，其中所述数据通路对表示为定点格式的数据执行操作；

控制单元，基于所述OFDM发射机的动态信噪比要求调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述OFDM发射机的动态信噪比要求是基于生成的OFDM信号内的子载波的调制类型确定的。

作为优选，所述调制类型是每个群集(constellation)可具有任意数量的符号的正交幅度调制(QAM)类型。

作为优选，所述调制类型是每个群集可具有任意数量的符号的相移键控调制(PSK)类型。

作为优选，所述OFDM发射机的动态信噪比要求是基于编码所述OFDM信号所使用的码率确定的。

作为优选，所述控制单元通过引导数据通路忽略其所操作的数据的最低有效位来调节数据通路的精度。

根据本发明的一个方面，本发明提供一种用于具有动态信噪比要求的系统内的快速傅里叶变换(FFT)装置，所述FFT装置包括：

数据通路，用于对一组数据采样样本计算FFT，其中所述数据通路对表示为定点格式的数据执行操作；

控制单元，基于所述系统的动态信噪比要求调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述控制单元通过引导数据通路忽略其所操作的数据的最低有效位来调节数据通路的精度。

作为优选，所述数据通路包括：

运算单元；及

存储单元。

作为优选，所述控制单元通过引导存储单元或运算单元忽略其所操作的数据的最低有效位来调节所述数据通路的精度。

根据本发明的一个方面，本发明提供一种用于具有动态信噪比要求的系统内的快速傅里叶逆变换(IFFT)装置，所述IFFT装置包括：

数据通路，用于对一组数据采样样本计算IFFT，其中所述数据通路对表示为定点格式的数据执行操作；

控制单元，基于所述系统的动态信噪比要求调节所述数据通路的精度。

作为优选，所述控制单元通过引导数据通路忽略其所操作的数据的最低有效位来调节数据通路的精度。

作为优选，所述数据通路包括：

运算单元；

存储单元。

作为优选，所述控制单元通过引导存储单元或运算单元忽略其所操作的数据的最低有效位来调节所述数据通路的精度。

本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的细节，将在以下的描述和附图中进行详细介绍。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明实施例的OFDM发射机的框图；

图2是根据本发明实施例的OFDM接收机的框图；

图3是根据本发明实施例的一组OFDM信号采样样本的示意框图；

图4是根据本发明实施例的单个OFDM信号采样样本的详细示意图；

图5是根据本发明实施例的单个OFDM信号采样样本的进一步具体示意图；

图6是根据本发明实施例的FFT单元的示意框图；

图7是根据本发明实施例的蝶式运算(butterfly operation)的示意图；

图8是根据本发明实施例的具有动态调节其精度的能力的存储器的示意框图；

图9是根据本发明实施例的具有动态调节其精度的能力的乘法器的示意框图；

图10是根据本发明实施例的具有动态调节其精度的能力的加法器的示意框图；

图11是根据本发明实施例的基于动态信噪比要求调节FFT单元(例如图6中的FFT单元)内数据通路模块的精度的方法流程图；

图12是图11的流程图的进一步细化，示出了调节FFT单元例如图6中的FFT单元内的数据通路模块的精度的流程。

以下将结合附图描述本发明的具体实施例，附图中第一次出现的部件一般用相应标号中最左边的数位来表示。

具体实施方式

以下描述中，为了提供对本发明的完整理解，给出了大量的具体细节。然而，对于本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明，包括其结构、系统和方法，在没有这些细节的情况下也可以实现。本申请中的描述和示例是本领域技术人员在向其它本领域的技术人员传达其发明创造的实质时所使用的通用手段。各种其它情况中，并未详细描述已知的方法、程序、部件和电路，以避免不必要地模糊本发明的各个方面。

说明书中针对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例实施例”等的引用，指的是描述的该实施例可包括特定的特征、结构或特性，但是不是每个实施例必须包含这些特定特征、结构或特性。此外，这样的表述并非指的是同一个实施例。进一步，在结合实施例描述特定的特定、结构或特性时，不管有没有明确的描述，已经表明将这样的特征、结构或特性结合到其它实施例中是属于本领域技术人员的知识范围内的。

图1提供了根据本发明实施例的无线发射机100的框图。无线发射机，例如无线发射机100，接收输入数据流并将该数据流以合适地格式化输出数据流以便传送。无线发射机100执行正交频分复用技术(OFDM)以在信道上发送一组间隔很近的子载波。本领域的技术人员将了解到，还可以使用其它多载波调制方案而不脱离本发明的范围。所述输入数据流可由语音、视频或任何其它应用或程序特定数据组成。无线发射机，例如无线发射机100，一般位于无线设备内，例如计算机、通信设备、PDA或计算机插卡如PCI和PCMCIA卡。

无线发射机100包括编码器101、交错器103、映射器105、快速傅里叶逆变换(IFFT)单元107、数模转换器(DAC)109和111、无线电装置113、以及射频(RF)天线115。编码器101接收待传送的输入数据流，并向该数据流中增加冗余数据。该冗余数据通常是一部分或一组原始数据比特的复函数，并且允许在接收端系统中执行前向纠错(FEC)。一般来说，FEC使得接收端系统能够检测并校正信道和接收机的破坏导致的错误。发送的有用信息总量，即非冗余数据，通常由码率k/n来定义；对于每k比特的有用信息，生成n比特的数据。结果，增加码率总是会增加数据率。然而，为了能够可靠地解调接收的信号，较高的码率带来接收机侧较高的信噪比要求。

交错器103可从编码器101接收编码数据串行流，并多路分离该串行数据流为多个并行数据流。交错技术经常用于发射机例如发射机100中，以通过将错误散布在比特流上来减轻传送和接收过程中可能会出现的突发性错误的影响。

交错器103生成的并行数据流被输入映射器105。映射器105使用多种数字调制技术中的任意一种来将每个数据流映射成一系列复数符号，该多种数字调制技术包括QAM和QPSK。数据流的一个或多个比特被映射成具有由预定的群集所控制的代表性的幅度和相位的复数符号。每个符号所编码的比特的数量指示出群集中符号的数量。例如，64-QAM具有64个符号，并因此，使用64-QAM调制的每个符号可被映射成6比特。尽管增加群集的阶数(order)(即增加每个群集的符号数量)相应地导致更高的数据率，群集中的符号必须彼此更靠近在一起并因此对噪声和其它破坏更易受影响(假设群集的平均能量保持恒定)。具有高阶群集的调制方案因此会对接收机具有更高的信噪比要求，以便能够可靠地解调被更紧的压缩在复数域内的符号。需要重视的是，映射器105接收的每个并行数据流可用不同阶群集以及不同的调制方案来映射。

映射器105生成符号流X₀到X_N，并传送给IFFT单元107。IFFT单元107将每个符号流X₀到X_N处理成一系列正弦曲线形的振幅。该正弦曲线通常又称为子载波，并且在OFDM系统内，子载波在频率上是正交的。IFFT单元107对符号流X₀到X_N执行算术运算以生成具有实部和虚部的时域OFDM信号(如图1所示)。

IFFT单元107生成的时域OFDM信号的实部和虚部被分别传送给DAC109和111，并且由DAC 109和111产生的它们的模拟等效形式被传递给无线电装置113。需要注意的是，在非直接转换方案中，可以使用单个DAC来代替DAC 109和111。然而，出于示例的目的，无线发射机100示出了使用两个DAC 109和111的情况。无线电装置113将接收的复模拟基带信号升频转换，将其转换成RF信号以便传送。RF信号代表OFDM载波信号，其最终通过RF天线115发射。在典型的OFDM系统内，还在OFDM信号内添加循环前缀以防止符号间干扰(ISI)。

图2示出了执行无线发射机100的逆操作以复原出发射的数据的无线接收机200。无线接收机200是OFDM接收机，其接收和解调OFDM载波信号。本领域的技术人员应该了解，接收机200可执行其它多载波调制方案而不脱离本发明的范围。接收到的OFDM载波信号可携带有语音、视频或任何其它应用或程序特定数据。无线接收机，例如无线接收机200，通常位于无线设备内，例如计算机、通信设备、PDA、计算机插卡如PCI和PCMCIA卡。

无线接收机200包括天线201、无线电装置203、模数转换器(ADC)205和207、快速傅里叶变换(FFT)单元209、解映射器211、解交错器213和解码器215。无线接收机200的操作通常开始于天线201接收到OFDM载波信号。无线电装置203执行接收到的OFDM载波信号的降频转换，并输出具有实部和虚部的基带OFDM信号。该实部和虚部通过ADC 205和207由模拟域转换。发射机加入接收的OFDM信号内的任何循环前缀在发送给FFT单元209之前被移除。

FFT单元209连接至ADC 205和207，接收ADC 205和207生成的对该接收的OFDM信号的数字采样样本。需要注意的是，在非直接转换的方案中，可以使用单个ADC来代替ADC 205和207。然而，出于示例的目的，无线接收机200示出了使用两个DAC 205和207的情况。通常，采样样本表示为定点格式，具有由接收的OFDM信号的属性指出的最小位宽(bit-width)。FFT单元209在从ADC 205和207接收的一组N个采样样本上执行FFT，以从OFDM信号中分离出子载波。最终由FFT单元209生成符号流Y₀到Y_N。每个符号流Y₀到Y_N对应于该OFDM信号内的一个子载波。符号Y₀到Y_N连接至解映射器211，将复数符号转换成比特流的原始比特，然后解交错器213(理想地)将并行比特流转换回原始的编码数据串行流。解码器215应用FEC方案于编码数据流以产生原始的发射数据。

图3示出了从ADC 205和207提供给FFT单元209的采样样本流。一组N个采样样本301被传递给FFT单元209，由FFT单元209在整组样本上执行FFT。如图3所示，每个样本303由FFT单元209依据时间顺序接收，从样本1开始，结束于样本N。

图4示出了包括每个采样样本303的数据部。如图4所示，每个采样样本包含实部403和虚部405两者。样本303的实部403一般被称为同相分量(I)，而虚部405被称为正交分量(Q)。

图5示出了示例采样样本303和其实部和虚部403和405的进一步细节。典型的FFT单元内，例如FFT单元209内，设计并运行有专门的硬件单元来在一组N个采样样本上执行FFT。FFT单元对通常表示为定点格式的二进制数据进行运算。图5示出的采样样本303的实部和虚部均表示为定点格式。一般，定点数字在小数点之后具有固定的数位，并且如之前所提到的一样，定点表达形式的精度与其所使用的位数直接相关。图5中所示的采样样本303的实部和虚部403和405具有11位的精度。采样样本303的每个部分在小数点之后具有7位的精度，在小数点之前具有4为的精度。一般，使用较高位数(即具有较高精度)的采样样本的数字表达形式，将得到信号的更好近似性。需要注意的是，可以在实部403和虚部405内使用一个附加位来作为定点数表达形式中的符号位(sign bit)，该符号位的值可以是正的或负的。该附加的符号位可用来表示符号量值(sign-magnitude)形式或2的补码形式的数字。

数字信号内的逼近过程被称为量化(quantization)。量化定义了两个连续的二进制值之间的差值。这一差值的大小被称为量化步长(quantization step)，并且因此，量化步长决定了使用特定的量化级(quantization level)处理数据的系统或单元的有效噪声基底(noise floor)。例如，用8位精度表示的数据值具有1/(2^⁸)或1/256的量化步长。

多数系统中，例如FFT单元209内，以一定的精度处理数据是很重要的，因为系统的噪声基底决定了可达到的最大信噪比。一般，FFT单元209的信噪比要求由几个因素来表示。一个这样的因素是接收的OFDM信号中的每个子载波所使用的数字调制方案。如前所述，子载波的数字调制中所使用的群集阶数越高，所需的施加给接收机的信噪比越高，以便可靠地解调载波信号。由于每个子载波可使用不同的调制方案来调制其相应的数据，因此FFT单元209需要处理任何子载波的最差情况(即最大)信噪比要求。

另一个对FFT单元209的信噪比要求有影响的因素是码率。如前所述，较高的码率具有较少的冗余，并因此更易受信道和接收机破坏的影响。冗余使得能够在接收机侧执行FEC方案，其能够检测并在某些情况下校正接收的比特流内的错误。然而，一般，接收机能够检测并校正的错误量是与增加到发射的比特流内的冗余量成正比的。因此，FFT单元209的信噪比要求取决于码率和发射的数据内提供的冗余量。

图6示出了典型的FFT单元209。FFT单元209包括数据通路601和控制单元603。控制单元603负责控制数据通路601的操作以对一组接收的采样样本例如一组采样样本301执行FFT。一个实施例中，数据通路601包括运算单元605(又称为逻辑单元605)、FFT系数单元607、和存储器609。应该了解的是，存储器609可以实现在数据通路601的外部，并且一般位于FFT单元209的外部。实施例中，存储器609是随机访问存储器(RAM)。

FFT单元209接收一组采样样本，例如采样组301，并对该采样样本执行FFT以生成针对每个相应子载波的输出符号流。接收的采样样本可存储在存储器609内或直接输入给运算单元605进行处理。FFT单元，例如FFT单元209，可以流水线操作或时分复用运算单元605以在专用硬件实现中节省空间和成本。由于运算单元605可以以流水线操作或时分复用，运算单元605产生的中间结果也可存储在存储器609中，或者，存储在图6中所示的专用寄存器中。或者可选择的另一方案中，运算单元605可实现FFT计算所必需的蝶式单元的全阵列，而无需时分复用或流水线操作。在此实施例中，可去除对存储器的需求。对于本领域的技术人员来说，显而易见可以实现FFT单元209的各种方案而不脱离本发明的保护范围。

运算单元605一般执行一系列蝶式运算611，需要乘法器613和加法器615。蝶式运算，例如蝶式运算611，示出了多数FFT处理过程所执行的基本运算。图6中所示的蝶式运算611为基2(radix-2)蝶式运算。本领域的技术人员将了解的是，还可以使用蝶式运算611的其它实现方式而不脱离本发明的范围。实施例中，乘法器613和加法器615分别可执行复数乘法和复数加法。

运算单元605对接收的OFDM信号的采样样本或中间结果进行运算，这些采样样本或中间结果均可存储在存储器609内或图6中未示出的中间寄存器内。此外，运算单元609进一步对FFT系数单元607提供的一系列系数进行运算，FFT系数单元607提供的系数一般提供给乘法器613，并且每个系数可以是复数。

如前所述，FFT单元209对以一定精度的定点格式表示的一组接收到的采样样本执行FFT。中间结果和FFT系数，例如FFT系数单元607提供的那些系数，可同样表示为一定精度的定点格式。根据接收的子载波的调制方案，更具体地说，根据接收的OFDM信号内的子载波的最高阶群集，FFT单元209的数据通路601可以超额的精度工作。此外，根据接收的子载波的码率，FFT单元609的数据通路601可同样以超额的精度工作。

一般来说，FFT单元209必须设计成以足够高的精度工作，以便进入FFT单元209内的量化噪声不会支配系统的总体最大信噪比要求。然而，多数OFDM接收机的信噪比要求是动态的，结果，OFDM接收机经常具有远低于所需最大值的瞬时信噪比要求。这些情况下，降低FFT单元209内的数据通路模块例如运算单元605和存储器609的精度是很有优势的，这样可以节省电量，而电池电量对于无线设备来说通常是有限的。

几个因素对OFDM接收机例如接收机200的瞬时信噪比要求有影响，包括接收的数据发射所使用的码率，以及OFDM信号内每个子载波所使用的调制方案。码率和调制方案可以基于任意数量的因素来改变，包括信道条件。通常，较高的码率带来OFDM接收机的较高信噪比要求。同样，子载波调制中使用较高阶群集，将导致OFDM接收机的较高信噪比要求。

实施例中，FFT单元209内的数据通路601的精度可基于OFDM信号内子载波的调制方案来改变。其它实施例中，FFT单元209内的数据通路601的精度可基于编码接收的OFDM信号所使用的码率来改变。另一实施例中，可使用OFDM信号的调制方案和码率两者来改变FFT单元209内的数据通路601的精度。

图7示出了图6中所示的蝶式运算611的另一示例示意图。图6中所示的蝶式运算611使用信号流来表示。图7中的蝶式运算611示出了另一视图，其中清楚地示出了乘法器613和加法器615。蝶式运算611再次在图7中示出为基2蝶式运算。然而，本领域的技术人员将理解的是，蝶式运算611的其它实现也可以用于本发明而不脱离本发明的范围，包括例如基4蝶式运算。

再次参见图6，FFT单元209内的控制单元603可进一步基于动态信噪比要求改变数据通路601内的通路模块的精度。例如，存储器609可被配置成以可变的精度读和写接收到的OFDM信号采样样本。采样样本的最低有效位可通过未写入或者未从存储器609中读出而简单地丢弃。一个实施例中，存储器609的位线访问(bit line access)因此而减少，这可以降低存储器609的整体功耗。位线一般在某些RAM类型中需要预充电，例如静态RAM(SRAM)类型。此外，位线一般具有高的关联电容，因此位线的不必要的充电/放电明显增加了存储器内的功耗。控制单元603可确定何时OFDM接收机200的动态信噪比要求发生变化并据此更新写入和/或读出存储器609的位数。

以类似的方式，运算单元605产生的FFT计算的中间结果，可以写入和读出存储器609。控制单元603可从最低有效位开始，减少写入和读出存储器609的中间结果的位数，以便进一步降低额外的功耗。

图8示出了存储器609的典型示例，其可改变读出和写入存储器609的数据的精度。存储器609包括以下输入：数据输入(data in)801、地址(address)803、时钟(clk)805、写比特使能(write bit enable)807、和读比特使能(readbit enable)809。存储器609进一步包括信号输出(signal output)、数据输出(data out)811。地址输入803允许可访问存储器609内的一个特定的字，既可以是写入也可以是读出。输入信号时钟805提供时钟信号，用于同步存储器，例如图8中的示例存储器609。待写入存储器609的数据放在输入线即数据输入801上，使得数据可以被存入存储器609内。或者，将从存储器609读出的数据通过输出线即数据输出811来访问。

为了对经由数据输出811和数据输入801读出和写入存储器609的数据提供可变的精度，提供了读和写比特使能输入807和809。写比特使能807可允许存储器609内的字的可变部分(即可变位数)被写入，从而降低功耗。以类似的方式，读比特使能809可允许存储器609内的字的可变部分(即可变的位数)被读出，从而降低功耗。本领域的技术人员将了解的是，存储器609的其它实现形式也可用于本发明而不脱离本发明的范围。

另一实施例中，可像存储器609一样降低运算单元605内的功耗。控制单元603确定OFDM接收机200的动态信噪比要求，并更新表达运算单元605运算的数据值所需的位数。具体来说，乘法器613和加法器615的额外功耗可通过将提供有不必要的精度的操作数的最低有效位调零来降低。一般，运算单元605可执行几个乘法器和加法器。结果，降低每个乘法器或加法器所消耗的功率，便可明显地降低运算单元605的总功耗。

一个实施例中，运算单元605实现在使用CMOS(互补金属氧化物半导体)逻辑的硬件内。在CMOS逻辑实现方式中，静态功耗接近零。CMOS设计中的大部分功率是在逻辑内的节点改变(即被充电和放电)时动态消耗的。因此，通过将乘法器613将执行乘法的数据值的输入位(input bit)调零，乘法器逻辑内的多数节点保持静态(即未发生改变)，因而动态功耗被降低。同样地，通过将加法器615将执行加法的数据值的输入位调零，加法器逻辑内的多数节点保持静态(即未发生改变)，因而动态功耗被降低。可以理解的是，除了CMOS以外的其它实现方案也可用于本发明而不脱离本发明的范围。

图9示出了用于将由乘法器613执行乘法的数据值的各位调零的实施例的框图。图9中示出了两个典型的10位数据值901和903，将由乘法器613对它们执行乘法。具体实施例中，数据值901是采样数据值，数据值903是FFT系数数据值。数据值901和903的数位分别被输入到位屏蔽(bit mask)单元905和907。位屏蔽单元905和907可以是由精度控制信号909控制的专用硬件单元。具体实施例中，精度控制信号909来自FFT单元209的控制单元603，并具有与数据值901和903相等的总线宽度(即10位)。精度控制信号909的每个位线可对应于并控制数据值901和903的一个位值。依据FFT单元209所需的量化精度，精度控制信号909控制位屏蔽单元905和907将用于表示每个数据值的任意位数调零。数据值901和903的数位被从最低有效位开始调零。位屏蔽单元905和907的输出数据值911和913可以像输入数据值901和903一样具有相同的数位。但是，输出数据值911和913可分别表示输入数据值901和903的降低精度的值。输出数据值911和913随后由乘法器613执行乘法。

图10示出了用于将由加法器615执行加法的数据值的数位调零的实施例的框图。图10中示出了两个示例的10位数据值1001和1003，将由加法器615执行加法。具体实施例中，数据值1001是采样数据值，数据值1003是FFT系数数据值。数据值1001和1003的数位分别被输入到位屏蔽单元1005和1007。位屏蔽单元1005和1007可以是由精度控制信号1009控制的专用硬件单元。具体实施例中，精度控制信号1009来自FFT单元209的控制单元603，并具有与数据值1001和1003相等的总线宽度(即10位)。精度控制信号1009的每个位线可对应于并控制数据值1001和1003的一个位值。依据FFT单元209所需的量化精度，精度控制信号1009控制位屏蔽单元1005和1007将用于表示每个数据值的任意位数调零。数据值1001和1003的数位被从最低有效位开始调零。位屏蔽单元1005和1007的输出数据值1011和1013可以像输入数据值1001和1003一样具有相同的数位。但是，输出数据值1011和1013可分别表示输入数据值1001和1003的降低精度的值。输出数据值1011和1013随后由加法器615执行加法。

现在参见图11。图11是基于OFDM接收机200的动态信噪比要求改变FFT单元209内的数据通路模块的精度的流程图。流程图1100开始于步骤1101，接收到OFDM载波信号。在步骤1101中接收到OFDM信号后，流程图1100处理至步骤1103。步骤1103中，接收的OFDM信号被采样。步骤1105中，为了可靠地解调接收的OFDM信号的采样样本内的数据，确定出动态信噪比要求。基于确定的OFDM接收机的动态信噪比要求，步骤1107中，FFT单元209内的数据通路601的精度据此改变，从而降低功耗。本领域的技术人员理解的是，步骤1103和步骤1105可以不断地执行，动态信噪比的确定可以基于过去接收到的OFDM符号，也可以基于当前接收到的OFDM符号。应该进一步注意的是，流程图1100所示出的顺序并非限制性的。例如，通常，步骤1103和步骤1105可与步骤1101和1107并行执行。

现在参见图12。图12示出了对图11所示的方法1100的步骤1107的进一步详细流程1200。具体来说，流程图1200详细示出了改变FFT单元209的数据通路601的精度的方法。流程图1200开始于步骤1201。步骤1201中，做出关于可正确地解调接收的OFDM信号所需的数据通路601的精度的决定。该决定是基于OFDM接收机的动态信噪比要求的。一旦确定出可靠地解调特定接收的OFDM信号所需的精度，便在步骤1203中发送调节信号给数据通路601。步骤1025中，基于该调节信号，数据通路601的运算单元605和/或存储器609的精度被调节。

以上结合OFDM接收机和通常包含在OFDM接收机内的FFT单元描述了本发明。根据本申请中给出的教导，本领域的技术人员能够意识到如何将本发明扩展到其它类型的系统。例如，本发明可应用于OFDM发射机内的IFFT单元。IFFT单元内的精度可以类似的方法被调节以满足要求，从而降低功耗。这样的改变落入本发明的范围和精神实质内。