一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统和方法

摘要

本发明公开了一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统和方法；方法包括：测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ωm；得到预设的目标转速ωm*和所述ωm的差值；对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值uq*；根据所述θ对ud*和所述uq*进行PARK逆变换得到静止坐标系上的电压矢量uα*和uβ*；其中，所述ud*为0；根据所述电压矢量uα*和uβ*，采用空间电压矢量脉宽调制算法生成功率器件脉宽信号；根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流，发送给所述隐极式永磁同步电机。本发明可以实现隐极式永磁同步电机的速度环无电流传感器矢量控制，降低了调速的硬件成本。

说明书

技术领域

本发明涉及控制系统领域，具体涉及一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统和方法。

背景技术

随着稀土永磁材料、电力电子技术以及电机控制理论等的快速发展，永磁同步电机(PMSM)以其高转矩/惯性比、高功率密度、高效率、牢固性和维修性好等优点，在纺织、化纤、数控机床、工业机器人以及航空航天等领域得到日益广泛的应用。

根据永磁同步电机的结构不同，永磁同步电机分为凸极式和隐极式两种。在工业应用场合，大部分的永磁同步电机为隐极式电机。当采用正弦波电流控制方案实现速度控制时，其控制策略一般采用直轴电流指令等于零的控制方法，通过控制交轴电流来实现对转矩和转速的控制。这种控制方法首先用速度调节控制器得到交轴电流指令，交、直轴电流再通过电流调节控制器实现电流闭环。总之，这种控制策略一定是需要电机电流测量反馈，也即需要相应的电流传感器，调理电路以及AD转换器，并因此增加了驱动控制系统的硬件成本。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供了一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统和方法，可以实现隐极式永磁同步电机的速度环无电流传感器矢量控制，降低了调速的硬件成本。

为了解决上述问题，本发明提供了一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统，包括：

测量单元，用于测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m；

比较器，用于得到预设的目标转速ω_m^*和所述ω_m的差值；

比例积分微分单元，用于对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*；

Park逆变换单元，用于接收u_d^*、所述u_q^*和θ，根据所述θ对u_d^*和u_q^*进行PARK逆变换得到静止坐标系上的电压矢量u_α^*和u_β^*；其中，所述u_d^*为0；

空间电压矢量脉宽调制算法单元，用于根据所述电压矢量u_α^*和u_β^*，采用空间电压矢量脉宽调制算法生成功率器件脉宽信号；

电压源逆变器，用于根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流，发送给所述隐极式永磁同步电机。

进一步地，所述测量单元具体包括：

位置测量器、乘法器和微分器。

所述位置测量器用于测量转子的机械角度位置θ_m，分别发送给所述乘法器和微分器；

所述乘法器将所述θ_m乘以一电机极对数P_m，得到电角度位置θ，发送给所述Park逆变换单元；

所述微分器用于对所述电角度位置θ_m进行微分，得到电机机械转速ω_m。

进一步地，所述位置测量器为一安装在隐极式永磁同步电机的电机轴端的码盘。

进一步地，所述Park逆变换单元根据θ对所述u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换具体是指：

所述Park逆变换单元根据下式由所述u_d^*和所述u_q^*得到u_α^*和u_β^*：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\alpha }^{*}\\ u_{\beta }^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right).$

进一步地，所述的调速控制系统还包括：

低通滤波器LPF，连接在所述比例积分微分单元和所述Park逆变换单元之间，用于对所述比例积分微分单元输出的q轴电压分量指令值u_q^*进行滤波，得到滤波后的u_q^*，输入给所述Park逆变换单元。

本发明还提供了一种隐极式永磁同步电机的调速控制方法，包括：

测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m；

得到预设的目标转速ω_m^*和所述ω_m的差值；

对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*；

根据所述θ对u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换得到静止坐标系上的电压矢量u_α^*和u_β^*；其中，所述u_d^*为0；

根据所述电压矢量u_α^*和u_β^*，采用空间电压矢量脉宽调制算法生成功率器件脉宽信号；

根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流，发送给所述隐极式永磁同步电机。

进一步地，所述测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m的步骤具体包括：

测量转子的机械角度位置θ_m；

将所述θ_m乘以一电机极对数P_m，得到电角度位置θ；

对所述电角度位置θ_m进行微分，得到电机机械转速ω_m。

进一步地，测量转子的机械角度位置θ_m是指：

采用一安装在隐极式永磁同步电机的电机轴端的码盘测量转子的机械角度位置θ_m。

进一步地，根据θ对所述u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换具体是指：

根据下式由所述u_d^*和所述u_q^*得到u_α^*和u_β^*：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\alpha }^{*}\\ u_{\beta }^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right).$

进一步地，对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*后还包括：

对所述比例积分微分单元输出的q轴电压分量指令值u_q^*进行滤波，得到滤波后的u_q^*；

根据θ对u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换时，所述u_q^*为滤波后的u_q^*。

本发明的技术方案提出了一种新型的，采用基于直轴电压指令值等于零的控制策略的调速控制系统，可以实现隐极式永磁同步电机的速度环无电流传感器矢量控制；本发明的技术方案在基于TMS320F2808的32位DSP的电机驱动控制系统中得到了验证和应用。应用本发明后，隐极式永磁同步电机速度环控制具有运行平稳，电流噪声小，系统实现成本低等优点。本发明的优化方案加入低通滤波器，避免了在隐极式永磁同步电机启动之初可能造成功率器件过流损坏或保护的问题。

附图说明

图1是实施例一中的隐极式永磁同步电机的调速控制系统的示意框图；

图2是实施例一的一种实施方式中电机目标转速为1500rpm时的空载动态速度响应实验结果图；

图3是实施例一的一种实施方式中电机启动过程时的空载动态实验结果图；

图4是实施例一的一种实施方式中电机转速为1500rpm时的空载稳态实验结果图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

首先介绍一下隐极式永磁同步电机的数学模型。

假设电动机是线性的，参数不随温度等变化，忽略磁滞、涡流损耗、转子无阻尼绕组，则基于转子磁场定向坐标系(dq轴)中，永磁同步电动机的数学模型为：

磁链方程：$\left(\begin{array}{c}{\psi }_d=L_d{i}_d+{\psi }_m\\ {\psi }_q=L_q{i}_q\end{array}\right)$

电压方程：$u_d={\mathrm{Ri}}_d+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\psi }_d-{\mathrm{\omega \psi }}_q---\left(1\right)$

$u_q={\mathrm{Ri}}_q+\frac{d}{\mathrm{dt}}{\psi }_q+{\mathrm{\omega \psi }}_d---\left(2\right)$

转矩方程：$T_{\mathrm{em}}=\frac{3}{2}{P}_m({\psi }_d{i}_q-{\psi }_q{i}_d)=\frac{3}{2}{P}_m[{\psi }_m{i}_q-(L_q-L_d)i_d{i}_q]$

其中：ψ_d，ψ_q分别为定子dq轴磁链分量；i_d，i_q分别为定子dq轴电流分量；L_d，L_q分别为定子dq轴电感，ψ_m为永磁体磁链；u_d，u_q分别为定子dq轴电压分量；R为电机定子电阻；ω为电机转子转速；P_m为电机极对数；T_em为电机的转矩。

对于隐极式永磁同步电机，L_d＝L_q＝L，磁链方程和转矩方程分别简化为：

磁链方程：$\left(\begin{array}{c}{\psi }_d=L{i}_d+{\psi }_m\\ {\psi }_q=L{i}_q\end{array}\right)---\left(3\right)$

转矩方程：$T_{\mathrm{em}}=\frac{3}{2}{P}_m{\psi }_m{i}_q---\left(4\right)$

采用基于直轴电流指令等于零的控制方法。在永磁同步电机正弦稳态运行时，在静止坐标系上，三相绕组电流可以表示为：

i_a＝Asin(ωt)

$i_b=A\sin (\mathrm{\omega t}-\frac{2}{3}\pi )---\left(5\right)$

$i_c=A\sin (\mathrm{\omega t}+\frac{2}{3}\pi )$

其中，A为电流幅值。

Clarke坐标变换将静止坐标系上三相绕组电流坐标变换到两相坐标系α、β上：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\alpha }\\ i_{\beta }\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{2}{\sqrt{3}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\end{array}\right)---\left(6\right)$

Park坐标变换将两相静止坐标系上绕组电流变换到dq同步坐标系上：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\alpha }\\ i_{\beta }\end{array}\right)---\left(7\right)$

其中，θ为永磁转子磁场位置，且$\omega =\frac{d}{\mathrm{dt}}\theta .$

由公式(5)到(7)运算化简可得：

$i_d=\frac{3}{2}A\sin (\mathrm{\omega t}-\theta )$

因此，当永磁同步电机在三相电流正弦稳态工作时：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_d=\frac{3}{2}A\cos (\mathrm{\omega t}-\theta )\frac{d}{\mathrm{dt}}(\mathrm{\omega t}-\theta )=0$

现有的控制策略是为了实现速度闭环控制，一定有电流(i_d，i_q)的给定或反馈(或重构)。

本发明的技术方案提出了一种无电流传感器矢量控制的调速控制方案，其设计思想为：不出现电流指令或反馈(或重构)，令直轴电压指令值u_d^*等于零，速度环的输出直接就是u_q指令。当电机由电压源逆变器(VSI)来驱动时，忽略VSI的管压降和死区的影响，可近似认为：$u_d=u_d^{*}=0.$则由d轴电压方程(1)和磁链方程(3)可得：

$u_d={\mathrm{Ri}}_d+\frac{d}{\mathrm{dt}}({\mathrm{Li}}_d+{\psi }_m)-\omega {\mathrm{Li}}_q=0$

即：${\mathrm{Ri}}_d+L\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_d=\omega {\mathrm{Li}}_q$

在正弦稳态时，有$\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_d=0,$因此，

$i_q=\frac{R}{\mathrm{L\omega }}{i}_d---\left(8\right)$

将等式(8)带入q轴电压方程(2)，化简得：

$u_q=L\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_q+(R+\frac{L^2{\omega }^2}{R})i_q+{\mathrm{\omega \psi }}_m---\left(9\right)$

表达为以i_q为状态变量的状态空间方程：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_q=-\left(\frac{{R^2+L}^2{\omega }^2}{\mathrm{RL}}\right)i_q+\frac{1}{L}\left({u_q-\mathrm{\omega \psi }}_m\right)---\left(10\right)$

根据等式(9)或(10)，本发明的技术方案通过控制q轴电压分量u_q来实现对q轴电流i_q状态变量的控制。对控制输入u_q而言，ωψ_m作为永磁同步电机的动生反电动势，是一个扰动项。进一步根据转矩公式$T_{\mathrm{em}}=\frac{3}{2}{P}_m{\psi }_m{i}_q,$可以通过控制q轴电压分量u_q来实现对电磁转矩的间接控制。

可见，本发明的技术方案可以避开电流环控制，从而实现低成本的无电流传感器控制。同时，由于没有电流闭环控制，只通过电压矢量直接控制电机的转矩和转速，电流的谐波含量将明显减少，电机运行噪声显著下降。

当然，从等式(8)可知，定子励磁电流分量i_d≠0，即定子电流存在额外的励磁电流分量，却对电磁转矩没有贡献，因此功率因素比较低，永磁电机可能存在发热问题。但在很多工业应用场合，永磁同步电机主要运行在轻负载甚至空载条件下，这个问题完全可以回避。

实施例一，一种隐极式永磁同步电机的调速控制系统，如图1所示，包括：比例积分微分单元PID、Park逆变换Inverse Park单元、空间电压矢量脉宽调制算法SVPWM单元，电压源逆变器VSI、比较器、测量单元。

所述测量单元用于测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m。

本实施例中，所述测量单元可以包括：

位置测量器、乘法器和微分器。

所述位置测量器用于测量转子的机械角度位置θ_m，分别发送给所述乘法器和微分器；本实施例中，所述位置测量器可以但不限于为一安装在隐极式永磁同步电机的电机轴端的码盘；实际应用时，所述位置测量器也可以是其它可以测量出转子的机械角度位置θ_m的装置。

所述乘法器将所述θ_m乘以一电机极对数P_m，得到电角度位置θ，发送给所述Park逆变换单元。

所述微分器用于对所述电角度位置θ_m进行微分，得到电机机械转速ω_m，并输出给所述比较器；所述微分器可以但不限于采用M/T法计算所述电机机械转速ω_m。

实际应用时，所述测量单元也可以是其它能够直接测量出电角度位置θ和电机机械转速ω_m的装置；还可以包括能测量出电角度位置θ或电机机械转速ω_m的装置，以及根据测量出的数据推算出另一个数据的装置，比如可以包括电角度位置θ测量装置、用θ除以所述P_m得到机械角度位置θ_m的除法器，以及对所述θ_m进行微分得到电机机械转速ω_m的微分器。

所述比较器用于使用预设的目标转速ω_m^*减去ω_m，将得到的差值发送给所述比例积分微分单元。

所述比例积分微分单元用于对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*。

所述Park逆变换单元用于接收u_q^*、u_d^*和θ，根据θ对所述u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换得到静止坐标系上的电压矢量u_α^*和u_β^*，并发送给所述空间电压矢量脉宽调制算法单元。

采用本发明提出的将直轴电压指令值u_d^*当成0控制策略，$u_d^{*}=0.$

所述空间电压矢量脉宽调制算法单元用于根据所述电压矢量u_α^*和u_β^*，采用空间电压矢量脉宽调制算法(可参见文献韩利，温旭辉，陈桂兰.交流感应电机矢量控制全离散混合式仿真研究.系统仿真学报[J].2007Vol.19No.7P.1646-1650)生成所述电压源逆变器所需的功率器件脉宽信号，发送给所述电压源逆变器。

所述电压源逆变器由电压为u_dc的直流母线供电，用于根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流i_a、i_b和i_c，发送给隐极式永磁同步电机，以驱动隐极式永磁同步电机按设定速度闭环工作。

本实施例中，所述调速控制系统还可以包括一低通滤波器LPF，连接在所述比例积分微分单元和所述Park逆变换单元之间，用于对所述比例积分微分单元输出的q轴电压分量指令值u_q^*进行滤波，得到滤波后的u_q^*，输入给所述Park逆变换单元。

由等式(9)可知，永磁同步电机在启动之初，速度没有建立起来，动生反电动势ωψ_m为0，另外，d轴电流i_d也没有建立，感生电动势也为0，q轴电压分量将全部加在电阻R上，所以启动时导致冲击电流很大，很容易造成功率器件过流损坏或保护。本实施例中为避免这种情况的发生，加入了低通滤波器，将q轴电压分量指令值u_q^*通过该低通滤波器LPF(可参见文献Han Li，Wen Xuhui，Chen Guilan，Zhao Feng，Gao Jingwen.“A Practical SoftwareStrategy to Reduce DC Bus Bar Surge Voltage in AC Drives Fed by VSI”.Power Electronics Specialists Conference，2007.PESC 2007.IEEE PublicationDate：17-21 June 2007.On page(s)：497-502.Location：Orlando，FL，ISSN：0275-9306.ISBN：978-1-4244-0655-5.)滤波，得到滤波后的q轴电压分量指令值u_q^*，输入给所述Park逆变换单元。

本实施例中所述Park逆变换单元根据θ对所述u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换具体是指：所述Park逆变换单元根据下式由所述u_d^*和所述u_q^*得到u_α^*和u_β^*：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\alpha }^{*}\\ u_{\beta }^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right).$

本实施例的一种实施方式中，所属隐极式永磁同步电机的各项参数为：额定输出功率200W，额定转速3000rpm，额定转矩0.637Nm，电势系数0.411Vs/rad，转矩系数0.411Nm/A，转子惯量0.167×10-4Kgm2，电枢绕组(线间)电阻15.42Ω，电枢绕组(线间)电感30.08mH。阻尼系数4.831×10-5Nms/rad。

该实施方式中，所述调速控制系统采用32位DSP-TMS320F2808来实现，使用C语言编程实现全部控制算法。该调速控制系统采样频率为10KHz.，电机速度通过2500线码盘实现位置与速度的反馈测量，为研究算法方便，通过霍尔传感器ACS712对电机电流进行同步跟踪记录。

图2为该实施方式中电机目标转速为1500rpm时的空载动态速度响应实验结果，图3为该实施方式中电机启动时的定子电压和电流的暂态变化过程。可以看出，电机速度响应过程很好地满足了速度缓慢改变的要求；低通滤波器LPF实现了对速度环PID控制输出的平滑作用，从而使电机电流实现软启动的控制效果。

该实施方式中，在电机运行转速到达1500rpm并进入稳态阶段的电机电压和电流结果如图4所示。可见静止坐标系上的电压指令值u_α^*和u_β^*在稳态时的正弦性非常好。图中的q轴电压分量命令值u_q^cmd和指令值u_q^*的细微区别来自于LPF定点计算时存在的细微计算误差，可以忽略不计。

实施例二，一种隐极式永磁同步电机的调速控制方法，包括：

测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m；

得到预设的目标转速ω_m^*和ω_m的差值；

对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*；

根据θ对u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换得到静止坐标系上的电压矢量u_α^*和u_β^*；其中，所述u_d^*为0；

根据所述电压矢量u_α^*和u_β^*，采用空间电压矢量脉宽调制算法生成功率器件脉宽信号；

根据所述功率器件脉宽信号产生三相绕组电流i_a、i_b和i_c，发送给所述隐极式永磁同步电机。

本实施例中，所述测量隐极式永磁同步电机转子的电角度位置θ和电机机械转速ω_m的步骤具体包括：

测量转子的机械角度位置θ_m；

将所述θ_m乘以一电机极对数P_m，得到电角度位置θ；

对所述电角度位置θ_m进行微分，得到电机机械转速ω_m。

实际应用时，也可以是直接测量出电角度位置θ和电机机械转速ω_m的装置；还可以先测量出电角度位置θ或电机机械转速ω_m，然后根据测量出的数据推算出另一个数据，比如可以先测量出电角度位置θ，然后用θ除以所述P_m得到机械角度位置θ_m，再对所述θ_m进行微分得到电机机械转速ω_m。

本实施例中，可以但不限于采用一安装在隐极式永磁同步电机的电机轴端的码盘测量转子的机械角度位置θ_m；实际应用时，也可以用其它方式测量出转子的机械角度位置θ_m。

本实施例中，根据θ对所述u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换具体是指：

根据下式由所述u_d^*和所述u_q^*得到u_α^*和u_β^*：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\alpha }^{*}\\ u_{\beta }^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right).$

本实施例中，对所述差值进行比例、积分、微分运算得到q轴电压分量指令值u_q^*后，根据θ对u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换前还包括：

对所述比例积分微分单元输出的q轴电压分量指令值u_q^*进行滤波，得到滤波后的u_q^*；

根据θ对u_d^*和所述u_q^*进行PARK逆变换时，所述u_q^*为滤波后的u_q^*。

本发明在系统速度环控制实现过程中，由于没有电流传感器，因此可以实现低成本的速度环控制。另外，由于电机电压驱动采用空间电压矢量脉宽调制SVPWM算法，因此可以在功率器件驱动中使用电荷泵供电方案，进一步降低了系统的硬件设计成本。

由于没有电流传感器闭环反馈，电机的电流控制为开环控制，在实验和实际使用中，电机主要表现出机械摩擦噪声，几乎听不到电流闭环控制中经常存在的电流谐波噪声。这一点也可以从图4中所示的电压电流波形可以看出来。因此，本发明的技术方案可以很好的实现低噪声。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明的权利要求的保护范围。