一种具有过流保护功能的PWM型降压变换器

摘要

本发明涉及一种具有过流保护功能的PWM型降压变换器，包括控制电路，连接在输入电源和电感之间的第一开关管和电流限制电路，其用于采样所述第一开关管上的电流信号并输出过流信号，控制电路判断所述过流信号是否大于预设电流最大值，以控制所述第一开关管的导通或关断；通过在PWM型降压变换器中增加电流限制电路，使得当电流上升到预设电流最大值时关断功率管，保护芯片，保证开关电源的正常工作。进一步地，通过RC电路中电容输出采样电压，避免了直接采样时，电源电压抖动对电流限制电路带来的影响；过流后功率管关断时间固定，避免了功率管在短时间内反复开启，降低了功耗；根据降压变换器输出电压的大小自动选择两档关断时间，保证输出电压的稳定性。

说明书

技术领域

本发明涉及PWM型降压变换，更具体地说，涉及一种具有过流保护功能的PWM型降压变换器。

背景技术

随着世界范围内对节能环保的不断追求，开关电源电路作为微电子技术的一个重要的发展方向越来越得到重视。尤其是在汽车电子、工业控制、LED照明等领域，降压型开关电源电路以其高转换效率被广泛采用，并起着重要的作用。降压型开关电源电路可以把直流高电压转换为直流恒定低电源或恒定电流为负载供电。除了性能要满足供电产品的要求外，开关电源自身的保护措施也非常重要。过流保护就是重要的保护措施之一。当芯片输出接过重负载或发生输出短路等情况时，会使降压电路功率开关管长时间开启，在这过程中拓扑中的电感和功率开关管上的电流会以一定斜率线性增加。大电流长时间流过功率管和电感会产生大量热量且不能散发，最终导致电感或功率开关的烧毁，造成损失。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的PWM型降压变换器中大电流长时间流过功率管和电感会产生大量热量且不能散发，最终导致电感或功率开关的烧毁，造成损失等缺陷，提供一种具有过流保护功能的PWM型降压变换器。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种具有过流保护功能的PWM型降压变换器，包括控制电路、连接在输入电源和电感之间的第一开关管，以及电流限制电路，其用于采样所述第一开关管上的电流信号并输出过流信号，控制电路判断所述过流信号是否大于预设电流最大值，以控制所述第一开关管的导通或关断；

所述电流限制电路包括：

电流采样电路，用于采样所述第一开关管上的电流信号，并输出相应的电压信号；

RC电路，用于接收所述电流采样电路输出的所述相应的电压信号，并输出相应的采样电压；

第一参考电压源，用于设置流过所述第一开关管的最大电流，并输出第一基准电压；

第一比较器，用于比较所述采样电压和第一基准电压，以输出过流信号到控制电路。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，所述电流限制电路还包括：

第二参考电压源，用于输出第二基准电压；

第二比较器，用于比较第二基准电压和系统反馈电压，以判断所述第一比较器是否出现迟滞。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，所述电流采样电路包括顺次串联在所述输入电源和电感之间的第一电阻和第二开关管，其中，所述第一电阻和第二开关管的连接节点输出所述相应的电压信号，第一电阻的阻值≥600KΩ并≤1MΩ，第二开关管的宽长比≤40/1.4。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，RC电路包括串联连接的电容和第二电阻，其中，第二电阻的一端作为所述RC电路的输入端，电容的下极板输出所述采样电压。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，在所述电容的两端并联有第三开关管，用于复位所述电容的电压。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，第一参考电压源包括顺次串联在输入电源和地之间的第四开关管和基准源，其中，所述第四开关管和基准源的连接节点输出第一基准电压，第四开关管的控制端接地。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，在所述第一比较器的输出端连接有一反相器，用于反相所述第一比较器的输出信号，以输出过流信号到所述控制电路。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，所述第一比较器是单边受控迟滞比较器，所述电流限制电路还包括：

电平位移电路，用于电平位移所述第二比较器的输出信号；

与非门，用于接收所述电平位移电路的输出信号和过流信号，以控制所述第一比较器的迟滞功能。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，所述第一开关管、第二开关管和第三开关管的控制端均耦合到所述控制电路。

在本发明所述的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，所述第一开关管、第二开关管和第三开关管均为PMOS功率开关管。

实施本发明的具有过流保护功能的PWM型降压变换器，具有以下有益效果：通过在PWM型降压变换器中增加电流限制电路，使得当电流上升到预设电流最大值时关断功率管，保护芯片，保证开关电源的正常工作。进一步地，通过RC电路中电容输出采样电压，避免了直接采样时，电源电压抖动对流限制电路带来的影响；过流后功率管关断时间固定，避免了功率管在短时间内反复开启，降低了功耗；根据降压变换器输出电压的大小自动选择两档关断时间，保证输出电压的稳定性。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明具有过流保护功能的PWM型降压变换器的电路框图；

图2是图1所示的电流限制电路的一实施例的电路原理图；

图3是图2所示的第一参考电压源的电路原理图；

图4a是图2所示的电容下极板电压Vc的一波形图；

图4b是图2所示的电容下极板电压Vc的一波形图。

具体实施方式

如图1所示，在本发明的具有过流保护功能的PWM型降压变换器中，主要包括控制电路、连接在输入电源Vin和电感LX112之间的第一开关管101，以及相关外围电路，在该相关外围电路中具有续流二极管111，滤波电容113，负载电阻114，以及第一反馈分压电阻115和第二反馈分压电阻116，其中第一反馈分压电阻115和第二反馈分压电阻116的连接节点输出系统反馈电压；本技术方案的发明在于，在PWM型降压变换器设置电流限制电路，其用于采样第一开关管101上的电流信号并输出过流信号，控制电路判断所述过流信号是否大于预设电流最大值，以控制第一开关管101的导通或关断，即当电流上升到预设电流最大值时关断第一开关管101，把这一电流限制在预设电流最大值之内保护芯片，保证开关电源的正常工作。

如图1所示该电流限制电路包括电流采样电路100和比较电路，其中，采样电路用于读取第一开关管101上的电流信号并将采样信号输出给比较电路，由比较电路将采样信号与预设电流最大值进行比较，输出过流信号到控制电路，从而控制电路依据该过流信号判断是否出现过流，若出现过流则关断第一开关管101。

如图1和2所示，电流采样电路包括顺次串联在输入电源Vin和电感LX112之间的第一电阻104(采样电阻)和第二开关管102(采样开关管)，其中，第一电阻104的一端与输入电源Vin连接，另一端与第二开关管102的第一端连接，第二开关102的第二端耦合到电感LX112，从而与第一开关101形成并联关系，第一电阻和第二开关管的连接节点作为该采样电路100的输出端，以输出与第一开关管101上的电流相应的电压信号，在该实施例中，同时考虑到装置的功耗和芯片面积，将第一电阻104的阻值设定为[600KΩ，1MΩ]，第二开关管102的宽长比设定为≤200/7。

如图2所示，比较电路包括RC电路、第一参考电压源301、第一比较器201、第二参考电压源302和第二比较器202，其中，RC电路用于接收电流采样电路100输出的相应的电压信号，并输出相应的采样电压到第一比较器201的正输入端；在一优选实施例中，RC电路包括串联连接的电容106和第二电阻105，其中，第二电阻105的一端作为RC电路的输入端，耦合到电流采样电路100的输出端，另一端与电容106的一端连接，电容106的另一端与输入电源Vin连接，第二电阻105用于决定电容106充放电时间常数，电容106的下极板输出采样电压，以作为判断第一开关管101是否出现过流。第一参考电压源301，用于设置流过第一开关管101的最大电流，并输出第一基准电压，其作为浮动电压源，随输入电源的变化而变化，使电路的最大限制电流保持定值，不随输入电压变化。第一比较器201将其正输入端和负输入端接收到的采样电压和第一基准电压进行比较，并将输出过流信号到控制电路，由控制电路电路判断是否出现过流，而控制第一开关管101的导通或关断。第二参考电压源302用于输出第二基准电压，第二比较器202用于比较第二基准电压和系统反馈电压(第一反馈分压电阻115和第二反馈分压电阻116的连接节点输出系统反馈电压)，判断过流后关断时间的长或短，由系统基准源提供，以进一步确定第一比较器201是否出现迟滞。

如图2所示，在一优选实施例中，第一比较器采用单边受控迟滞比较器，并在在电容106的两端并联有第三开关管103，其第一端与输入电源Vin连接，第二端与第一比较器201的正输入端连接，以用于复位电容106的电压。在第一比较器201的输出端连接有一反相器304，用于反相第一比较器201的输出信号，以输出最终发送到控制电路的过流信号。在第二比较器202的输出端接电平位移电路303，其把第二比较器202的输出信号转换为高压逻辑信号；电平位移电路303的输出端接与非门305，第二比较器202的输出信号经电平位移后与过流信号共同输入与非门305，其输出控制第一比较器201的迟滞功能。第一比较器201由高电平跳变到低电平不存在迟滞，而由低电平跳变到高电平时是否存在迟滞功能取决于外部控制逻辑电平。

如图3所示的实施例中，第一参考电压源301包括顺次串联在输入电源Vin和地之间的第四开关管401和基准源402，其中，第四开关管401和基准源402的连接节点输出第一基准电压，第四开关管401的控制端接地。基准源402保持恒定电流，由内部基准提供。

在以上的实施例中，第一开关管101、第二开关管102和第三开关管103的控制端均耦合到控制电路，且第一开关管101、第二开关管102、第三开关管103和第四开关管401均为PMOS功率开关管。

其工作原理为：设第一开关管101的宽长比为导通时其上电流为I₁，导通电阻为R_on；第二开关管102的宽长比为导通时其上电流为I₂。二者单位面积栅氧电容都为C_ox，阈值电压为V_thp，迁移率为μ_p；输入电压为V_IN，晶体管漏端(与电感相接处)电位为V_LX，第二开关管102源端(S点)电位为Vs，第一电阻104大小为Rs。因为第一开关管101和第二开关管102都工作在线性区，则有

$I_1={-C}_{\mathrm{ox}}{\mu }_P{\left(\frac{W}{L}\right)}_1[(-V_{\mathrm{IN}}-V_{\mathrm{thp}})(V_{\mathrm{LX}}-V_{\mathrm{IN}})-\frac{1}{2}{(V_{\mathrm{LX}}-V_{\mathrm{IN}})}^2]---\left(1\right)$

$I_2={-C}_{\mathrm{ox}}{\mu }_P{\left(\frac{W}{L}\right)}_2[(-V_S-V_{\mathrm{thp}})(V_{\mathrm{LX}}-V_S)-\frac{1}{2}{(V_{\mathrm{LX}}-V_S)}^2]---\left(2\right)$

S点电压为：

V_S＝V_IN-I₂R_S                            (3)

将(1)、(2)带入(3)并化简，且令$\frac{{(W/L)}_1}{{(W/L)}_2}=N,$得到

$V_S\approx V_{\mathrm{IN}}-I_1\frac{\frac{R_S}{N}{R}_{\mathrm{on}}}{R_{\mathrm{on}}+\frac{R_S}{N}}=V_{\mathrm{IN}}-I_1(\frac{R_S}{N}>>R_{\mathrm{on}})---\left(4\right)$

本发明中，第一电阻104取较大值，保证$\frac{R_S}{N}>>R_{\mathrm{on}},$则得到S点电压为

V_S≈V_IN-I₁R_on                           (5)

采样电路100把第一开关管101上的电流信号转化为S点的电压信号。此结构在采样第一开关管101上电流的同时保证了在过流发生后开关管关断时，电容106上的电压为零，是构成限流电路的重要组成部分。

第一比较器201具有受控单边迟滞功能。在图2中当A点为高电平时，第一比较器201不具备迟滞功能，当正负输入端电位相等时比较器输出翻转；当A点电位为低电平时，第一比较器201具有单边迟滞功能：V₊＝V_+ΔV时，第一比较器201输出才会由低电平翻转到高电平。

在第一参考电压源301，其输出的基准电压为Vref1。在PWM型降压电路的实际应用中输入电压Vin不是固定值，在不同输入电压下必须要保证限制电流的最大值不发生变化。因此在本发明采用了如图3的浮动基准电压源第四开关管控制端401接地，电流恒定时工作在线性区，其导通电阻近似只与输入电源电压Vin有关。设第四开关管401的导通电阻为R′_on，流过第四开关管401的基准电流为Iref，第四开关管401的宽长比为(W/L)401，根据导通电阻的公式：

$R_{\mathrm{on}}\approx \frac{1}{C_{\mathrm{ox}}{\mu }_p\left(\frac{W}{L}\right)(V_{\mathrm{sg}}+V_{\mathrm{thp}})}---\left(6\right)$

过流时刻有：

V_IN-I_ref·R′_on＝V_IN-I_max·R_on＝Vref1        (7)

即

$\frac{I_{\mathrm{ref}}}{I_{\max }}=\frac{{(W/L)}_{401}}{{(W/L)}_1}---\left(8\right)$

其中I_max为需要设定的第一开关管101上允许流过的最大电流。利用式(8)设置(W/L)401，得到随输入电源Vin浮动的Vref1，使第一开关管上的最大电流值与Vin无关。

限流电路原理分析：

设电容106的值为C，第一电阻104的值为R1，第二电阻105的值为R2。

当电路正常工作时(即不过流时)，过流信号ILMT为低电平，开关管控制端的信号Dctrl为低电平，第一开关管101和第二开关管102导通，第三开关管103关断，电容106开始放电，其下极板电压Vc从Vin开始以(R₁·C)为时间常数下降。在Vc下降过程中，第一比较器201对Vc与基准电压Vref1进行比较，检测第一开关管是否过流：

a.若在整个开关管导通过程中始终有Vc＞Vref1，第一比较器201输出高电平，过流信号ILMT为低电平，表示没有过流发生。当开关管正常关断时刻到来时，第一开关管101、第二开关管102同时关断，第三开关管103开启，电容106上的电压立刻回零，使Vc＝Vin并保持整个Toff过程。到下一周期到来时，第一开关管101、第二开关管102打开，第三开关管103关断，重新检测第一开关管101上的电流。反复进行这一过程，周期与PWM信号周期相同。C点电压波形见图4a。

b.若在Vc下降过程中出现Vc＝Vref1，第一比较器201输出低电平，过流信号ILMT跳变为高电平，则认为此时发生过流。信号ILMT使Dctrl信号为高，立刻关断第一开关管101，防止过流情况发生。因为第一开关管101和第二开关管102关断，S点电压Vs＝Vin，并通过RC电路为电容106充电。Vc由Vref1开始以[(R₁+R₂)·C]为时间常数上升，直到Vc达到第一比较器201的迟滞翻转点Vref1+ΔV。在此过程中过流信号ILMT保持高电平，第一开关管101、第二开关管102、第三开关管103保持关断。此过程持续时间取决于第一比较器201的迟滞量。设第二参考电压源302输出电压为Vref2，系统反馈电压为Vfb，则当输出电压不太低时，即Vfb＞Vref2时，第二比较器202输出高电平，使第一比较器201具有迟滞量ΔV，则过流后第一开关管101关断时间为较长的固定值；当输出电压较低时，即Vfb＜Vref2时，第二比较器202输出低电平，使第一比较器201不具备迟滞量，则过流后第一开关管101关断时间为电路自身的延迟时间。C点电压波形见图4b。

当Vc达到第一比较器201的迟滞翻转点Vref1+ΔV，第一比较器201输出翻转为高电平，过流信号ILMT变为低电平，此时为非过流状态，交由控制电路控制第一开关管101的开关，开始下一次的电流检测。

本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。