对用直接调制激光的模拟视频传输的色散补偿电路和系统

摘要

本发明涉及一种对用直接调制激光的模拟视频传输的色散补偿电路和系统。一种改进的预补偿电路，包括：在色散预补偿通道上的极大改进的微分器，在色散预补偿通道上为减少f2－f1型合成二阶(CSO)失真的预处理器，以及为补偿激光预失真和色散补偿之间不希望有的矢量互作用的宽频带移相器。

说明书

技术领域

本发明涉及在模拟光学系统中对光纤色散和激光诱导失真的电补偿。

背景技术

模拟视频信号通常通过使用密集波分复用(DWDM)的光纤/同轴电缆混合(HFC)网络传输，其中，利用调制激光源的组合RF信号将每个信道幅度调制到分离的副载波上。这些副载波被狭窄地分隔，例如在NTSC信道方案中分别被6MHz分隔。(如在此所使用的，“副载波”是“载波”的一种，因此在本文使用中两者中的任意一个术语可以指代副载波。)

直接调制DFB激光(DML)已经在HFC网络中得到了广泛使用。在前向应用中1310nm单波长DML为主要技术，因为其能够携带信号的全带宽来满足系统性能所需。近来，HFC网络的信道负荷已经从50-870MHz扩展到50-1000MHz。另一方面，对于窄带广播应用，1550nm DML被用于与1550nm外部调制发射机结合的DWDM(密集波分复用)。直接调制光学激光源引入被公知为激光啁啾(chirp)的激光输出的取决于调制的频率偏差。在与光纤色散耦合的条件下，啁啾能够产生不希望的伪影，其降低了系统性能。对1310nm DML和1550nm外部调制发射机两者而言，因为在1310nm情况下光纤中没有色散并且在外部调制发射机中没有啁啾，所述色散不成为问题。另一方面，用于窄带广播的1550nm DML发射机确实有啁啾诱导的色散问题，但因为传输的信道数量非常小(在50到300MHz之间)，其没有严重到充分降低系统性能的程度。

随着商业环境改变，其如今对于扩张HFC网络既要求宽带宽又要求低成本，并且随着DFB激光工艺提升，对DWDM应用来说，与外部调制发射机相比，基于DML的发射机因为其显著的低成本和简单性成正在变为更好的选择。因此，克服工艺的色散降级以便更好工作满足系统需求正变得关键。对1310nm和1550nm DWDM发射机来说都是如此。

众所周知，通过在将RF调制信号施加到发射机之前对其进行预补偿，能够减轻激光啁啾和彩色失真两者的影响。基本概念是，通过失真发生电路预先产生一组失真信号，其与需要补偿的非线性特征振幅相等但相位相反。当这些预失真信号和由系统非线性产生的失真信号相互作用时，其彼此抵消，因此减少或者消除了否则将要产生的失真。由激光啁啾和光纤色散产生的失真是所谓的二阶失真。激光啁啾失真具有一个频率无关项(frequency independent term)和一个频率相关项(frequency dependentterm)，反之，由光纤色散诱导的失真只具有一个频率无关项，而频率无关项被忽略。由激光啁啾失真导致的频率相关项也包括一个90°的相移。另一个由光纤放大器(如果存在的话)诱导的失真源，也只有一个频率无关项。在Kuo等人的“Second-Order Dispersion and Electronic Compensation InAnalog Links Containing Fiber Amplifiers(在包含光纤放大器的模拟链路中的二阶散射和电子补偿)”，Journal of Lightwave Technology(光波工艺期刊)，Vol.10，No.11，pp.1751-1759(1992)中描述了，基于这些观测的用于模拟光学传输失真补偿的多通道预失真方案，在这里通过引用并入本发明。Kuo的方案分别收集所有的频率无关项以及频率相关项，分别对其进行预补偿，并且将其与原始RF信号重新组合来产生预补偿所有三种失真源的信号。

图1为阐明该方案的框图。如图1所示出的，该方案包括将输入RF信号分支成三个平行通道并且随后将其重新组合输出到激光驱动器。第一通道112引入频率相关预补偿，第二通道114引入频率无关预补偿。第三通道116携带原始信号，其被延时来匹配通道112和114中的延时。

参考图1，输入RF信号被提供给有三个输出的分配器110，定义三个彼此平行的通道。在频率相关补偿通道112中，RF信号首先在矩形波形成器118中被方波化。该方波化的信号随后通过可变衰减器120并且随后通过放大器122，并且随后在微分器124中被微分。微分器用来影响频率相关性(dependency)和90°相移。在频率无关补偿通道114中，RF信号在矩形波形成器126中被方波化，随后在可变衰减器128中衰减。不包含频率相关性或相移。在第三通道116中，RF信号仅仅在物理延时单元130中被延时来匹配其它两个通道中的延时。三个通道的输出在组合器132中重新被组合，输出到激光光源。在Pidgeon的美国专利号5,481,389和Gottwald的美国专利号5,526,159中公开了类似的方案，两者在这里通过引用并入本发明。

使人遗憾的是，所有三个方案对于携带从50到1000MHz全信道负荷的宽频带应用有严重的限制。使用公知的方案对激光啁啾和光纤色散的预补偿，一般无法满足使用直接调制激光光源的全宽带信道负荷的严格规范，不论是1310mn还是1550nm。

更高的性能允许系统达到更远的距离。因此，为了制造高性能DWDMDML发射机，需要更好的失真对消并且需要高性能电路，以便达到高性能。在此所描述的本发明致力于这些问题。

发明内容

申请人已经识别出了传统的多通道预失真方案不足的多个原因，并且本发明的多个方面致力于这些问题。在其它方面和粗略描述中，特别的是，在色散预补偿通道中改良的包括极大改进的微分器的预补偿电路，在色散预补偿通道上用于减少f2-f1型合成二阶(CSO)失真的预处理器，以及用于补偿激光预失真和色散补偿之间不希望的矢量互作用的宽频带移相器。

在权利要求、说明书和附图中描述了本发明的特殊方面。

附图说明

将参照附图对本发明进行描述，附图中：

图1为传统的预补偿电路的框图。

图2为HFC分布系统一部分的框图。

图3为依照本发明特征的预补偿电路的框图。

图4和5为传统微分器电路原理图。

图6(a)和6(b)分别为幅度和相位图，将期望响应与图6(a)和6(b)中的微分器电路的响应进行了比较。

图7，8，9(a)和9(b)为依照本发明特征的微分器电路的原理图。

图10(a)和10(b)分别为图9(a)中的网络的幅度和相位响应与理想值的比较。

图11为矢量对消图。

图12(a)，12(b)和12(c)为阐明激光失真的对消效应、频率无关预失真、光纤色散失真和频率相关预失真的矢量图。

图13为依照本发明特征的宽频带移相器的原理图。

图14(a)和14(b)为阐明图13中实施例的操作的矢量图。

图15阐明图3中预处理器的期望频率响应。

图16为图3中预处理器的电路原理图。

图17为依照本发明特征的预补偿单元的框图。

图18和19为图17中90°/180°相位斜率均衡器的备选实施例的原理图。

具体实施方式

下列的详细描述参考附图进行。所描述的优选实施例用来阐明本发明，而不是限制其范围，该范围在权利要求中定义。本领域的普通技术人员将在随后的描述中识别出多种等效变化。

图2为HFC分布系统的一部分的框图。将由多信道构成的输入RF信号提供给发射机210。发射机被设计用来支持输入频率的预定范围。更适宜但不是必须的是，发射机被设计用来支持宽带输入RF信号，其包括调制到从50MHz到1000MHz频率范围的视频副载波上的模拟信号。在发射机中，输入RF信号被提供给预补偿单元212，其输出被直接调制到DFB激光源214上。DFB激光器214的光学输出在掺杂光纤放大器216(在1310nm系统中被省略)中被放大，后者的输出被提供给传输光纤218。传输光纤218跨越数公里并且随后提供给光学接收器220。光学接收器220检测从光纤218接收的RF信号，并且驱动其到同轴电缆跨度222来传输到目的地(没有显示)。

图3为预补偿单元212(图2)的框图。其有连接到信号分配器312的输入部分的输入端310，该信号分配器将输入的RF信号分离成三个信号通道或分支301、302和303。如在此使用的那样，术语分支和信号通道可以互换使用。分配器312能够设计成归一的，但是优选地，其将来自原始信号的大部分能量输出到第一信号分支301，而输出到第二和第三分支302和303的能量能够彼此相等或基本相等。在图3的实施例中，分配器312包括担当抽头装置的定向耦合器314。耦合器314的主要输出连接到第一信号通道301的上游端，而耦合器314的抽头端口连接到3dB分配器316的输入。3dB分配器有两个输出，其中一个驱动第二信号通道302而另一个驱动第三信号通道303。注意到，在另一个实施例中，信号分配器312能够包括对附加分支的输出，来引入对于在此没有提及的其它失真的预补偿。

第一信号通道301的下游端连接到三路输入信号组合器318的一个输入端口。第一信号通道301包括延时元件324，例如其可以是一段同轴电缆，目的是匹配在第二和第三信号通道302和303中的信号延时。与分配器312一样，组合器318能够被设计成归一的，但在图3的实施例中其包括定向耦合器320，后者具有连接到第一信号通道301下游端的第一输入端口和连接到另一个定向耦合器322的输出的第二输入端口。定向耦合器322具有分别连接到第二和第三信号通道302和303下游端的第一和第二输入。

第二信号通道302预补偿二阶激光啁啾失真。因此，其包括二阶失真发生器326，其优选为信号方波化组件(“矩形波形成器”)。矩形波形成器326的下游是：幅度均衡器328，用于补偿分配器312和组合器318引入的幅度误差；宽频带移相器330，用于补偿幅度均衡器和其它组件引入的相位误差；以及放大器332和可变衰减器334。第二信号通道302也可以包括类似于延时元件324的延时元件336，来匹配第三信号通道303中的信号延时。如果适当的话，可以将延时元件336改为定位在第三信号通道303中。需要明确的是，在第二信号通道302中在矩形波形成器326下游的所有组件都是线性的(放大器332可能不是精确线性的，但其非线性在该用途中可以忽略)。因此，只要信号完整性能够保持，其在不同实施例中能够以任意序列被连接，而不只是附图中的序列。

第三信号通道303预补偿光纤色散，后者主要是频率相关二阶失真。因此，该通道包括另一个二阶失真发生器338，同样优选为信号方波化组件(“矩形波形成器”)。由于第三分支预补偿频率相关失真，因此矩形波形成器的下游是微分器340。图3中微分器340在这里优选为90°相位斜率均衡器，因为如在这里的描述，其对传统微分器有显著改善。微分器340的下游是另一个放大器342和可变衰减器344。可变衰减器334和344都优选为匹配的阻抗，并且能够被电子地控制。在一些实施例中，其中的一个或者另一个或者两者全部能够是固定而不是可变的。第三信号通道303同样优选地包括信号预处理器346，其结构和用途在下文中描述。此外，只要信号完整性能够保持，矩形波形成器338的下游组件能够以不同于附图中显示的序列连接。

微分器电路-90°相位斜率均衡器

参考图1中阐明的传统方法，其中的一个问题涉及到微分器124。在Kuo或Gottwald的文献中都没有说明或描述明确的微分器电路。Pidgeon的文献只说明了一种如图4所示的经典RL微分器。其包含串联电阻器和连接的接地电感，在电阻和电感的接合处引出输出。图5阐明另一个传统RC微分器，其特性与图4所示的RL微分器相同。其包含串联电容器和连接的接地电阻器，在电容器和电阻器的接合处引出输出。这两种传统微分电路有严重的性能限制，既因为它们的频率响应的幅度和相位远离期望，又因为它们的阻抗与前面和后面的电路元件不匹配。阻抗不匹配能够导致信号反射，其能够对幅度和相位的频率响应造成不期望的全面降低。

如上所述，频率相关失真项源于光纤色散产生的二阶失真。该失真能够被表示为：

I＝jkLf(1+jCf)，    (1)

其中，I＝电流中的二阶失真，L＝光纤长度，f＝频率，k＝常数，并且C＝常数。

对信号频率低于1000MHz，在(1)中的第二项可以忽略。因此方程式(1)表明对固定长度光纤，由光纤色散诱导的二阶失真幅度与频率成线性比例，并且对于所有频率的载波有固定90°相移。忽略方程式(1)中的第二项，方程式变为：

I²＝(jkLf)²    (2)

微分器必须依照方程式(2)转换失真信号功率级。按照dB的传递函数的幅度则为：

20log(I)＝20log(kLf)＝20log(f)+20log(kL)    (3)

能够设置可变衰减器120和放大器122的组合来处理方程式(3)右侧的第二项。第一项表明对每个频率f倍增，微分器频率响应必须增加6dB，因此称为“6dB/倍频程”。6dB/倍频程传递函数被用于传统RF/微波工程，例如滤波器阻带衰减。但是，对于如下的应用则有问题：其频率带宽中的频率相关被限制在仅为全部带宽中的一部分。对于微分器124来说，对于应用的全通频带(entire-pass band)要求6db/倍频程响应。

微分器124包含延时，因此不能生成恒定相移。然而，只要相移为线性的，其低频率截断在90°相移上，则该延时能够在别处被补偿，例如通过物理延时元件130。因此，为了实现方程式(3)，微分器提供的理想相移应该是对于延时调整之后的所有频率恒定90°相移。

图6(a)和6(b)为阐明期望微分器频率响应的图。图6(a)阐明期望幅度频率响应(实线610)，图6(b)阐明期望相位频率响应(实线620)。为了清晰地描述，在图6(b)图中移除了相位响应的线性部分。正如在此使用的那样，如果在去除所有线性部分之后移相器引入的相移为固定的，则称其引入“固定相位”。在图6(a)和6(b)中还显示了传统微分器的频率响应。传统微分器的频率响应的幅度为图6(a)中的线612，相位为图6(b)中的线622。在该例子中，传统微分器是如图5所示串联电容器和分流电阻器，其中电容为1.5pF并且电阻为1000欧姆。传统微分器在1000MHz的插入损耗为2dB。当将在1000MHz的插入损耗调整到期望曲线，则与期望值的最大误差为幅度4.8dB和相位7.8°。这将严重限制为了满足线尾端性能所要求的失真对消。

传统微分器电路的幅度和相位能够通过减小电容来改善，但其造成10-15dB的范围中的额外损耗。此方法具有非常不希望的后果。特别地，将需要增加放大来补偿此损耗，其将造成电路复杂性的提高。此外，增加的放大将增加噪声干扰并且减少二阶失真信号差拍信号(beat signal)对噪声的比率，其随后将降低系统载波对噪声比率(CNR)。此外，要求的低误差高温稳定的极小电容值在现有的商业产品中难以达到。更进一步，最终电路仍然阻抗不匹配，意味着过多的反射与在微分器之前的电路相互作用，降低幅度。因此，在预补偿电路中需要比传统版本性能好很多的微分器电路。

图7为显示改进性能的微分器电路340的原理图。其包含在输入节点和输出节点之间串连的电感和电容，以及连接输出节点和地的阻抗。电感由电感器710提供，电容由电容器712提供，阻抗由电阻器714提供。如在此所使用的，“阻抗”为复平面中的矢量，并且包括纯电阻和纯电抗、以及具有电阻和电感两者的组件和网络。“电抗”为阻抗矢量的虚部。如在此所使用的，除非特别声明，电抗指代非零电抗。同样的，“电阻”为阻抗矢量实部。如在此所使用的，除非特别声明，电阻指代非零电阻。“电抗组件”为有非零电抗的组件；其典型为(或包括)电感器和/或电容器。类似地，“电阻组件”为有非零电阻的组件；其典型为(或包括)电阻器。

除添加了串联电感器之外，图7中的电路与传统微分器电路类似，输出从串联电容器和分流电阻器的接合处引出。串联电感器牺牲了一些高频率的响应，以便有利于响应曲线的峰值接近(但仍然高于)微分器设计操作范围(50-1000MHz)频带的高端。因此，设计者能够为该电路选择组件值，使其非常接近匹配期望的6dB/倍频程幅度和固定的90°相移曲线，而不需要借助于极小电容来降低全部幅度响应。

图8为图7电路的对偶(dual)并且具有相同的特性。其包含在输入节点和输出节点之间串联的电阻810，以及连接输出节点与地的电感812和电容814的并联组合。

图9(a)为显示性能改进的另一个微分器电路340的原理图。除了为了将网络与随后下游电路(例如图3中的放大器342)的阻抗进行阻抗匹配而添加的组件之外，该网络与图7类似。图9(a)的网络包含：在输入节点和输出节点之间串联组合的电感器910和电容器912，连接输入节点和第一公共节点(common node)916的阻抗(电阻器914)，以及连接输出节点和第二公共节点920的阻抗(电阻器918)。第一公共节点916通过电感(电感器922)接地，第二公共节点920通过电容(电容器924)接地。在一个实施例中，两个公共节点916和920彼此连接；这种布局提供了最佳阻抗匹配。在另一个实施例中，可变阻抗(可变电阻器926)将两个公共节点连接。

图10(a)和10(b)分别为图9(a)的网络的幅度和相位响应与理想值的比较。选择组件值在1000MHz处提供与如图6(a)所示的传统微分器示例相同的-2dB损耗。贯穿预定的50-1000MHz频率带，所形成的网络的幅度响应与整个预定频率带上以6dB/倍频程的比率增加的目标幅度响应的差值不超过0.1dB。这是对传统微分器的实质改善。尽管与目标幅度响应的任意误差不大于1dB将是显著的改进，图9(a)的网络带来的改进是极好的。类似地，图10(b)所示的最大相位误差只有2.7°。同样，这是对传统微分器的实质改善，并且尽管与目标固定90°相移的任意误差不大于4°将成为显著改进，图9(a)的网络带来的改进是极好的。

图11为矢量对消图，其能够被用来评估使用微分器达到不同水平幅度和相位补偿所获取的失真对消结果的改进水平。图11中的x轴代表在预补偿之后剩余的幅度误差，y轴代表预补偿之后剩余的相位误差。每条曲线表明由使用特定微分器带来的失真改进的全面测量。例如，假设一个传统微分器，如果在1000MHz幅度被对准到色散产生的失真，则在500MHz预失真信号仍然有3.4dB的幅度误差和7.8°的相位误差。在图11的图中绘制该点，能够看到该微分器产生的全部失真对消小于10dB。可以从图中进一步看到要达到更好的失真对消，幅度和相位误差都必须更小。例如，对20dB或更好的对消，幅度误差必须小于1dB并且相位误差必须小于6°。此外，只有当相位误差为0时1dB的幅度误差将产生20dB失真对消，并且只有当幅度误差为0时6°相位误差将产生20dB失真对消。

如已经提到的，图9(a)的网络能够实现低达1dB的最大幅度误差和低达2.7°的最大相位误差。能够从图11看出，对比传统微分器的小于10dB，该电路失真对消优于25dB。此外，在贯穿感兴趣的频率带上达到最大仅有2dB损耗(发生在1000MHz)；尽管在实现上述中任意的损耗不大于4dB就将成是显著的改善。

如已经提到的，图9(a)的电路也是阻抗匹配的，其排除了信号反射干扰。完全的匹配出现在公共节点916和920被连接在一起的实施例中，或者当在如图9(a)所示实施例中当可变电阻器926达到零值时。在任一实施例中，必须保持下述关系来达到完全的匹配：

Z1×Z2＝Ro²，    (4)

其中，Z1＝串联的电感器910和电容器912的阻抗，Z2＝并联的电感器922和电容器924的阻抗，以及Ro＝电路的特征阻抗(通常为50Ω)。因为电路和多组件的阻抗匹配特性，能够选择电路组件来预加重(pre-emphasize)特定频率范围的频率响应，以便在保持充分阻抗匹配的同时将幅度或相位微调为期望值。

此外，可变电阻器926的调整结合对电路中其它组件的值的适当选择，允许宽频带相移直至+/-5°，来对抗在预失真电路中的寄生相移。

图9(b)是图9(a)中网络的电子可调整的版本。其与图9(a)版本大致相同，除了图9(a)中的可变电阻器926被PIN二极管936取代，并且在后续用已知方式插入附加组件来提供绝缘和偏置：DC阻塞电容器938、940和942；以及偏置电感器942和电阻器944。

宽频带移相器

图12(a)为阐明四个矢量的矢量图：由激光造成的失真(矢量1210)，由频率无关补偿通道114引入的预失真(矢量1212)，由光纤中的色散造成的失真(矢量1214)，和频率相关补偿通道112诱导的预失真(矢量1216)。为了前面已经解释的原因，激光失真矢量1210与色散失真矢量1214异相90°。

图12(a)阐明理想情况，其中激光预失真矢量1212与激光失真矢量1210大小相等方向相反，并且色散补偿矢量1216与色散失真矢量1214大小相等方向相反。在图12(a)中能够看出，激光预失真矢量1212与激光失真矢量1210有相同的幅度，并且它们相位精确地相反(在图中，矢量1210和1212分别为0°和180°)。类似地，能够看到色散失真矢量1214和色散补偿矢量1216相位精确地相反(在图中，矢量1214和1216分别为90°和270°)。所有矢量的和为零。

图12(b)阐明例如激光预失真信号如图12(b)所示轻微偏离180°位置发生的情况。能够看到矢量的和在90°位置剩下残留失真。该残留失真将增加或减少地与色散和色散补偿失真信号相互作用。另一方面，图12(c)阐明如果电路在激光预失真信号中引入的相移按照相反方向轻微偏离180°位置，则该电路的残留失真将朝向270°位置，与图12(b)中的相反。

除了微分器之外，图1所示的传统电路的多种其它电路元件也促成了图12(b)和12(c)中所示的相位误差。例如，信号分配器110和组合器132(图1)都在高频率下展现更多损耗，并且变压器和电感通常包含产生附加寄生相移。因为这些附加误差，图1中的频率无关通道114除了可变衰减器128之外还应该包括幅度均衡器。幅度均衡器能够在频率带上相当精确补偿幅度误差，但其也可能引入额外的相位误差从而限制其满足全系统要求的能力。

图12(b)和12(c)中的误差能够通过在频率无关分支114中插入宽频带移相器得到补偿，后者在相反方向引入相移。可是移相器难以设计，特别是对宽频带应用，例如要求50-1000MHz信道负荷。特别的，如果没有精心设计，相移电路能够造成额外的幅度误差，甚至能够比其设计来补偿的相位误差更有害。除了电路寄生相移之外，激光和光纤色散产生的失真不会与预失真信号准确地反相位。

难以设计宽频带移相器使其能够足够灵活地引入需要的相移，来满足精确补偿图12(b)和12(c)中误差的需求。在过去建议了相移电路，例如在美国专利号4,258,340、4,581,595和5,365,187，在此通过引用均并入本发明。然而，它们在高宽频带应用中有局限，如在50-1000MHz。其中一些也无法产生0°或负相移，当修正激光和色散补偿互相交互时使用它们会变得复杂。因此需要更灵活的宽频带移相器。

图13是依照本发明原理的宽频带移相器330(图3)的原理图。其有输入端口1310和输出端口1312。输入端口连接到分配器1314的输入，其可以是定向耦合器或抽头装置(tapping device)，将其信号能量的绝大部分输出到其直接通过输出端口1316，将其信号能量的仅一小部分输出到其抽头端口1318。优选地，提供给直接通过输出端口1316的信号功率水平至少三倍于提供给抽头端口1318的信号功率水平，其原因在下文中将显现。(等效描述为，输入信号功率的至少75％提供给直接通过输出端口1316，最多25％提供给抽头端口1318。)甚至更优选地，90％输出功率提供给直接通过输出端口1316，只有10％提供给抽头端口1318。该电路包括连接分配器第一输出和组合器1322第一输入的第一信号通道1320，其输出连接到输出端口1312。第一信号通道包括延时元件1332来匹配在第二信号通道中的信号延时，如下文的描述。

该电路还包括连接分配器1314第二输出1318和组合器1322第二输入的第二信号通道1324。第二信号通道1324包括串联组合的全通网络1326和可变衰减器1328。可变衰减器优选地与直接下游电路元件阻抗匹配，后者在图13的实施例中为组合器1322的第二输入端口。全通网络优选地由3端口90°/0°网络构成，其有一个输入端口和两个输出端口1328和1330。90°/0°全通网络相对于输入，在其任一输出上都不生成90°相移；更确切的说，其产生的输出信号之间彼此相差90°。输出信号与输入信号相差额外的固定相位角因此，输出端口1328的信号与输入信号相比有相移，而输出端口1330上的信号与输入信号有相移。在本电路中第二输出端口1330没有使用，因此通过电阻器接地。在一个实施例中相位角约为45°。其优选地在0°到90°之间，并且其更优选地在10°到60°之间。

在一个实施例中(没有显示)，将全通网络1326的输出1328直接连接到可变衰减器1328。图14(a)是阐明实施例操作的矢量图。在该图中，矢量1410代表到达组合器1322第一输入的信号。该信号与输入节点1310(图13)处的输入信号有相同相位，但其幅度因为输入信号功率被分流到第二信号通道1324的部分而降低。矢量1412代表到达组合器1322第二输入的信号的幅度和相位。其相位相对输入信号相位为并且其幅度相对矢量1410的幅度是可变衰减器1328的设置与输入信号功率被分配器1314分流到第二信号通道1324的比例的函数。矢量1414代表在组合器1322中与来自第一信号通道1320的信号组合之后、在输出节点1312上输出的信号。矢量1414是矢量1410和1412的和，其幅度小于矢量1410并且其相对输入信号的角度θ在0°到之间。能够通过放大器和可变衰减器在信号通道的任何位置补偿幅度的减少，例如通过放大器332和可变衰减器334(图3)。

通过改变可变衰减器1328，当信号通过宽频带移相器330的同时，能够插入任意期望的在0°到之间的相移θ到信号。当可变衰减器1328设置到其最大值时达到最小相移，并且因为没有衰减器有无限阻抗，实际上最小相移一定轻微的大于0°。然而，如果可变衰减器1328有“断开”(中断连接)位置，其能够设置成精确的0°。同样，当可变衰减器1328设置到其最小值时，通常是0Ω，达到最大相移。但最大相移也受分配器1314抽头比例的限制，其限制矢量1412的最大长度。例如分配器1314的抽头比例为25％/75％，并且通过全通网络1326引入的相位偏移量图13中实施例能够达到的最大相移约为12.1°，其中全通网络1326的输出1328直接连接到可变衰减器1328。

可以假设最好给第二信号通道1324分流尽可能多的输入信号，以便提供最大的相移调整范围。然而，这样做至少有两个需要权衡处。第一，小抽头比例允许衰减器1328的最大设置来产生接近0°的整体相移，其有时是要求的。第二，应该意识到即使使用最好的组件，信号在第二信号通道1324的不同组件中通过也有轻微衰减。通过最小化输入信号功率穿过信号通道1324的部分，从此源头来的信号衰减量也被最小化。

将全通网络1326的输出1328直接连接到可变衰减器1328的实施例的缺陷是，可以从图14(a)中看出，只能实现正相移。对激光和色散补偿互相交互可能是复杂的并且可能要求负相移来说，其限制了控制的范围，因此是缺点。如图13所示，在另一个实施例中，替代全通网络1326的输出1328直接连接到可变衰减器1328，其通过选择性反相器1334连接。可以控制选择性反相器1334通过无附加相移信号，或通过反相信号(例如移动180°)。图14(b)是类似于图14(a)的矢量图，阐明图13所示实施例在选择性反相器设置成翻转信号相位情况下的操作。能够看出，到达组合器1322第二输入的信号1416的相位与输入信号相位相比，现在为并且输出信号矢量1418现在相对输入信号有负相位θ。在此情况下，输出矢量1418的幅度大于矢量1410，但是同样，幅度变化能够通过在信号通道中其它位置的放大器和可变衰减器补偿。当分配器1314的示例抽头比例为10％/90％，被全通网络1326引入的示例相位偏移包括选择性反相器1334的图13所示实施例能够达到的相移范围为θ＝-3.8°到θ＝+4.4°。

如图13所示，选择性反相器优选地包括连接到选择性反相器输入节点来选择第一或者第二开关端子的输入开关1336，和选择连接第一或者第二开关端子到选择性反相器输出节点的输出开关1338。180°移相器1340被连接在输入开关1336的第一开关端子与输出开关1338的第一开关端子之间，并且0°移相器1342被连接在输入开关的第二开关端子与输出开关1338的第二开关端子之间。输入和输出开关1336和1338同时操作，从而要么两个开关都切换连接到各自的第一开关端子、要么两者都切换连接到各自的第二开关端子。开关不能被操作为一个切换连接到其第一开关端子而另一个切换连接到其第二开关端子。

180°移相器1340包含具有第一和第二绕组的磁心变压器。第一绕组有一个端子被连接到输入开关1336的第一开关端子并且其第二端子接地，第二绕组有一个端子被连接到输出开关1338的第一开关端子并且第二端子接地。这样的连接是在信号通过变压器时反转信号极性。0°移相器1342可以简单地是变压器的一个绕组，其具有与变压器1340相同的延时和损耗特性(另一个绕组两个端子都接地)，使得在两个开关端子之间设置切换时不影响第二通道1324的总延时或损耗特性。作为替换，如果在电路的其它位置做了与在输入和输出开关1336和1338中做的选择相协调的适当调整，0°移相器1342能够有与变压器1340不同的延时和损耗特性(例如仅包括一根导线)。

随着在这里所示的电路的不同分支中其它串行连接的线性组件，可以理解的是，只要保持信号完整性，全通网络1326、选择性反相器1334和可变衰减器1328，均能够以不同于附图中展示的序列连接。选择性反相器1334甚至能够连接到全通网络1326的上游。

合成二阶失真最小化

如已经提到的那样，在光纤中由于色散产生的失真的种类为二阶失真。在诸如CATV的多信道应用中，二阶失真表现为合成二阶(CSO)失真，其中从多信道来的二阶失真在相同频率点上汇集。在使用NTSC信道方案的北美，典型的模拟视频CSO失真峰值发生在1.25MHz，低于和高于视频副载波。低于视频副载波的失真峰值是由两个副载波的频率差造成的，或者称为f2-f1型CSO；反之，高于视频副载波的失真峰值是由两个副载波的频率和造成的，或者称为f2+f1型CSO。

在Kuo的文献中描述的跟随着微分器的二阶失真发生器，只是对光纤中产生的二阶失真的一种近似。该实现简单，并且随着这里所描述的修改，将对短光纤距离并且低信道数的情况有效。然而，当距离更长并且视频信道数量更多，跟随着微分器的简单二阶失真发生器则是不足的。为了进一步改善系统性能，期待更多的二阶失真抑制。特别的，尽管基础电路实现通常最小化f2+f1型CSO，已经发现对f2-f1型CSO仍能观测到不完全对消。该问题显现是由于预失真电路和光纤中色散相位不匹配所导致。对f2+f1型CSO，合成失真信号与其约180°反相位，然而对f2-f1型CSO，相位差异最多表现在120°。因此，对消不完全。

因为f2-f1型CSO峰值与f2+f1型CSO峰值分开仅仅2.5MHz(在NTSC信道方案中)，并且在RF调制信号中能够有多达80个信道，实际上不可能设计出相位均衡器使得在对f2-f1型CSO峰值修正相位误差的同时不对f2+f1型CSO峰值引入新误差。该问题对于频带的中间频率特别显著，其中频率从高和低副载波两者混合。此外，已经观测到对f2+f1型CSO，产生失真峰值的副载波两者都低于峰值频率，然而，对f2-f1型CSO，特别是在频带的中间频率上，产生失真峰值的副载波其中之一高于峰值频率并且另一个低于峰值频率。

因此，在本发明的一个方面，将预处理滤波器346串行连接到预补偿单元212色散预补偿通道303上的矩形波形成器338上游。将滤波器346设计成具有如下的幅度响应：其对感兴趣频率带高端和低端的衰减远远大于在频率带中间频率的衰减。优选地，滤波器346的传递特性具有如下的幅度曲线：峰值在频率带内，并且从峰值向频率带的两端单调地下滑。

图15阐明预处理器346的期望频率响应。能够看出，其对频率带高端和低端衰减比频率的中间范围要更剧烈。此外，能够看出，图15的响应曲线没有拐点，并且在频率带的最高频率(在1000MHz)处的衰减要弱于在频率带最低频率(在50MHz)处的衰减。这种矩形波形成器后载波振幅的选择性改变按照不平衡的方式产生不平衡的二阶失真幅度，结果是改变和改善了在频带中间频率的f2-f1型CSO。

图16是能产生图15中响应的滤波器的示意电路。滤波器优选为阻抗匹配的，并且这是图15中电路的情况。在输入节点1610和输出节点1612之间串连组合中，该电路包含电感1612和并行连接的电容1614和电阻1616。该电路还包含在输入和输出节点1610和1612之间串行连接的电阻1618和1620。电阻1618和1620之间的接合处进一步经由串行连接的电阻1622和RLC网络接地，其中RLC网络包含并行连接的电感1624、电容1626和电阻器1628。读者能够根据图16中各个组件来计算值，以便生成具有图15中幅度响应特征的滤波器。其它电路拓补也是可能的，正如读者将领会到的一样。

额外提升

如已经提到的，方程式(1)的第二项对频率低于1000MHz的情况可以忽略。然而，对更高的频率，例如到达几GHz，在已经达到20到30dB的改善后第二项会非常重要。当频率带宽包括这样的高频时为了进一步改善性能，可以添加对输入信号额外处理180°相移的版本。

图17是预补偿单元212的框图，其类似于图3，但进行修改来包括180°相位斜率处理。为了描述更清晰，从图17中省略了分配器312、组合器318和激光预失真通道302的内部细节。此外，90°相位斜率均衡器340被90°/180°相位斜率均衡器1712取代。90°/180°相位斜率衡器1712允许调整输入信号的90°相移版本和输入信号的180°相移版本。特别地，其提供频率的一个预定幅度函数和充分的90°相移，以及频率平方的第二个预定幅度函数和充分的180°相移。

图18是90°/180°相位斜率均衡器1712的一个实施例的原理图。该实现将90°相位处理和180°相位处理置于并行的信号子通道，因此在方程式(1)的第一和第二项中所描述的色散能够被彼此独立的补偿。

图18的电路包括：分配器1812，其具有一个输入以及第一和第二输出；组合器1816，其具有第一和第二输入以及一个输出；第一信号子通道1801，其将分配器1812的第一输出连接到组合器1816的第一输入；以及第二信号子通道1802，其将分配器1812的第二输出连接到组合器1816的第二输入。放大器1820和可变衰减器1824同样在色散预补偿通道303中串行连接。第一信号子通道1801包括90°相位斜率均衡器1810，其可以与图3中的90°相位斜率均衡器340相同，而第二信号子通道1802包括180°相位斜率均衡器。该180°相位斜率均衡器具有如下的相位响应：其在贯穿期望频率带上有接近目标固定180°相移。180°相位斜率均衡器的目标幅度响应能够从包括第二项的方程式(1)中推导出。

图19是90°/180°相位斜率均衡器1712的另一个实施例的原理图。其包含串行连接的90°相位斜率均衡器1910和180°处理模块1911。90°相位斜率均衡器1910能够与图3中的90°相位斜率均衡器340相同。180°处理模块1911包括：具有一个输入与第一和第二输出的分配器1912、具有第一和第二输入与一个输出的组合器1916、将分配器1912的第一输出连接到组合器1916的第一输入的第一信号子通道1901，以及将分配器1912的第二输出连接到组合器1916的第二输入的第二信号子通道1902。第二信号子通道1902包括第二个90°相位斜率均衡器1918。信号子通道1901和1902中的一个包括延时匹配元件1914(图19实施例中的信号子通道1901)，并且信号子通道1901和1902中的一个包括放大器1920和可变衰减器1922(图19实施例中的信号子通道1902)。

因为第二90°相位斜率均衡器1918与第一90°相位斜率均衡器串行连接，其将信号相位再次反转90°，因此其幅度函数在输入信号180°相移版本操作。第二90°相位斜率均衡器1918的幅度响应不能独立于90°相位斜率均衡器1910决定，因为90°相位斜率均衡器1910的传递函数将影响90°相位斜率均衡器1918需要的传递函数。然而，容易对90°相位斜率均衡器1810和180°相位斜率均衡器1818计算上面提出的目标(图18)。

虽然在这里通过参考上述详细的优选实施例和示例对本发明进行了披露，应该理解这些示例是为了阐述而不是限制。可以预期本领域的技术人员容易想到的修改和组合。例如，图中所示在多个信号通道中的很多功能模块能够以与所示不同的顺序连接，而不影响其功能。其中一些同样能够从信号通道的公共区域移动到信号通道分支区域的各个分支上，或者反之亦然。一些模块能够从信号通道分支区域的一个分支重新安排到另一个分支或多个分支上。这样的修改和组合对读者是显然的并且在本发明的精神和所附权利要求范围之内。此外，尽管在这里讨论的本发明的各个方面本身提供益处，但当其中的一些特别是其全部一起使用时能得到最大的改进。