OFDM接收装置、OFDM接收集成电路、OFDM接收方法及OFDM接收程序

摘要

本发明提供一种通过有效地抑制高速移动接收时的接收性能低下，来实现稳定的高速移动接收的OFDM接收装置。为此，装备针对每个副载波，计算表示因传输路径传播而产生的OFDM信号的相位振幅失真的传输路径特性值及该传输路径特性值的n次微分的传输路径特性推算部；以及利用传输路径特性推算部所算出的针对每个副载波的传输路径特性值及n次微分，从OFDM信号中除去副载波之间的干扰成分的干扰成分除去部，传输路径特性推算部通过对计算出的针对每个副载波的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样，并利用由该过采样而得到的传输路径特性值中、在短于二个符号间隔的间隔中存在的传输路径特性值，来计算n次微分。

说明书

技术领域

本发明涉及一种移动接收采用了OFDM多载传输方式的数字通信及广播的OFDM接收装置、OFDM接收集成电路、OFDM接收方法及OFDM接收程序。

背景技术

目前，正交频分复用方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，以下称为OFDM)在以地面数字广播为首的各种各样的数字通信规格(IEEE802.11a规格等)中，作为传输方式得到广泛应用。OFDM是利用相互正交的副载波，对多个狭频带数字调制信号进行频率多重化的传输方式，是频率利用效率很高的传输方式。另外，在OFDM中，各个符号期间由有效符号期间和保护间隔期间构成。并且，在各个符号中，保护间隔期间中有效符号期间的信号的一部分被复写。因此，OFDM能够减少因多径传输干扰而产生的符号间的干扰(ISI：Inter Symbol Interference)的影响，而且对多径传输干扰还有很强的抗干扰性。

然而，OFDM信号与广频带数字调制信号相比，一个符号的长度(期间)较长。因此，OFDM对于多径衰落(Multipath Fading)环境下的振幅及相位变动的抵抗性变低。此外，在移动接收时的多径衰落环境下，除了起因于多径所导致的延迟分散的接收信号的振幅及相位变动之外，还会产生称为多普勒频展的频率变动。OFDM由于该多普勒频展，各个副载波之间的正交关系改变，以致副载波之间产生相互干扰，从而难于进行正确的解调。

上述副载波之间的干扰称为ICI(Inter-Carrier Interference)。于是，在采用了多载传输方式的移动体通信中，抑制ICI所导致的接收性能恶化的问题已成为重要的技术问题。

作为减轻ICI所导致的接收性能恶化的方法，例如有以下所示的非专利文献1(以下，仅称为文献1)中记载的ICI抑制方法。图56是表示文献1中记载的现有的OFDM接收装置1100(未图示)所装备的ICI除去部1000的构成的方框图。在此，由于现有的OFDM接收装置1100中，除ICI除去部1000之外的其他部分的构成较为普通，因而省略其说明。现有的OFDM接收装置1100利用FFT(Fast Fourier Transform：快速付里叶变换)部(未图示)来对接收信号进行FFT处理之后，提取包含在各个副载波中的数据。此外，现有的OFDM接收装置1100采用ICI除去部1000，从进行了FFT处理之后的接收信号中除去ICI成分。

下面对现有的OFDM接收装置1100中装备的ICI除去部1000进行说明。如图56所示那样，ICI除去部1000具备传输路径特性推算部1001、临时均衡部1002、传输路径特性一次微分计算部1003、乘法运算部1004、减法运算部1005、延迟器1011～1013。

在此，用Y[p+1](Y[p+1]为向量值、p为整数、括号内表示符号序号)来表示进行了FFT处理之后的接收信号。Y[p+1]被输入到延迟器1011和传输路径特性推算部1001。延迟器1011进行一个符号的延迟处理，输出Y[p]。另一方面，传输路径特性推算部1001利用Y[p+1]来推算构成Y[p+1]的各个副载波的传输路径特性，从而计算出H[p+1](H[p+1]为向量值、p为整数、括号内表示符号序号)。在此，H[p+1]是推算出的传输路径特性值，是表示因在发送接收之间存在的传输路径上传播而产生的Y[p+1]的振幅及相位失真的值。延迟器1012从传输路径特性推算部1001输入H[p+1]，以进行一个符号的延迟处理，并输出H[p]。临时均衡部1002通过进行将从延迟器1011输入的Y[p]除以从延迟器1012输入的H[p]的临时均衡处理，来计算作为发送信号的临时推算值的X~[p](X~[p]为向量值、p为整数、括号内表示符号序号)。在此，为了便于表述，X~[p]的标记与在附图中的标记有所不同。延迟器1013从延迟器1012输入H[p]，进行一个符号的延迟处理，并输出H[p-1]。

传输路径特性一次微分计算部1003进行数式1所示的运算，以计算H[p]的一次微分H’[p](H’[p]为向量值、p为整数、括号内表示符号序号)，其中，数式1采用了从传输路径特性推算部1001输入的H[p+1]、从延迟器1013输入的H[p-1]、作为FFT大小的N、以及N乘以保护间隔比之后的值Ng。

【数式1】

$H^{\prime }\left[p\right]=\frac{H[p+1]-H[p-1]}{2(N+N_G)}$

也就是说，传输路径特性一次微分计算部1003为了计算出H[p]的一次微分H’[p]，而采用与符号序号p前后的符号序号对应的传输路径特性值H[p-1]及H[p+1]。乘法运算部1004，采用从临时均衡部1002输入的X~[p]、从传输路径特性一次微分计算部1003输入的H’[p]、数式3及数式4所示的固定系数矩阵(FFT漏(leak)矩阵)等，来计算数式2的右边第二项所示的ICI成分。

【数式2】

$\hat{Y}\left[p\right]=Y\left[p\right]-\mathrm{\Xi diag}\left(H^{\prime }\left[p\right]\right)\tilde{X}\left[p\right]$

【数式3】

【数式4】

${\zeta }_n=-\frac{1}{2}-\frac{j}{2\tan (\mathrm{\pi n}/N)}$

减法运算部1005通过进行数式2所示的、将从延迟器1011输入的Y[p]减去从乘法运算部1004输入的ICI成分的运算，来计算出除去了ICI成分后的接收信号，即向量Y^[p](Y^[p]为向量值、p为整数、括号内表示符号序号)。在此，为了表述方便，Y^[p]的标记与附图中的标记有所不同。

以上说明的文献1的技术特征在于，用在符号序号p前后的符号序号的传输路径特性值H[p-1]及H[p+1]进行差分运算，来算出H’[p]，其中p是包含于Y[p]的ICI成分(数式2的右边第二项)的计算所使用的符号序号(参照数式1)。

然而，在以上说明的文献1的技术中，存在以下将要说明的技术问题。如已说明过那样，文献1中的现有技术是利用在ICI除去对象Y[p]的符号的前后符号的传输路径特性值(H[p-1]及H[p+1])的差分，来计算传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p](参照数式1)。也就是说，文献1的现有技术是用从第(p+1)个符号至第(p-1)个符号为止的时间间隔，即二个符号长度(期间)，来计算传输路径特性值H的差分，从而求出H[p]的一次微分H’[p]。然而，多径衰落所导致的传输路径特性值H的变动频度由于接收装置的移动速度的增加而大幅度增加。因此，用二个符号长度这样较长的期间来计算传输路径特性值H的差分以求出H’这样的文献1中的现有技术，由于采样间隔大，H’的精度会降低。特别是在高速移动接收中，H’的精度会大幅度降低。为此，由于ICI成分(数式2右边第二项)的精度降低，所以不能充分除去ICI成分。其结果，文献1中的现有技术存在移动接收性能低下，进行高速移动接收时接收性能进一步低下这样的技术问题。

【非专利文献1】Low Complexity Inter-Carrier InterferenceCompensation for Mobile Reception of DVB-T[9thInternational OFDM-Workshop 2004，Dresden](P72～76，Fig.4)。

发明内容

故而，本发明的目的在于提供一种通过有效地抑制移动接收性能低下，特别是高速移动接收时的接收性能低下，来实现稳定的高速移动接收的OFDM接收装置。

本发明适合于，经由传输路径来接收由排列于符号方向和载波方向的多个副载波所构成的OFDM信号的OFDM接收装置。为了达到上述目的，本发明的OFDM接收装置包括：正交变换部，通过正交变换将接收到的OFDM信号从时域转换为频域，以生成频域的OFDM信号；第一传输路径特性推算部，针对每个副载波，计算出传输路径特性值及该传输路径特性值的n次微分，传输路径特性值表示因在传输路径上传播而产生的、正交变换部所生成的OFDM信号的相位及振幅失真，n为自然数；以及干扰成分除去部，利用第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值及n次微分，来从正交变换部所生成的OFDM信号中，除去与符号方向或者载波方向相邻的副载波之间的干扰成分，第一传输路径特性推算部，通过对所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样，并利用由该过采样而得到的传输路径特性值中、在短于二个符号间隔的间隔中存在的传输路径特性值，来计算n次微分。

另外，较佳的是，干扰成分除去部除去载波间干扰成分，该载波间干扰成分是与载波方向相邻的副载波之间的干扰成分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部计算已算出的针对每个副载波的传输路径特性值的一次微分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的一次微分，是通过差分运算而计算出的，该差分运算采用了由过采样而得到的传输路径特性值中的二个值。

另外，较佳的是，干扰成分除去部包括：第一均衡部，通过将正交变换部所生成的OFDM信号除以第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值，来除去相位及振幅失真的一部分，从而计算进行了临时均衡的OFDM信号；载波间干扰成分生成部，利用进行了临时均衡的OFDM信号、和由第一传输路径特性推算部计算出的n次微分，来生成载波间干扰成分；以及第一减法运算部，从正交变换部所生成的OFDM信号中减去载波间干扰成分，以计算载波间干扰成分被除去后的OFDM信号。

另外，较佳的是，干扰成分除去部还包括：第二传输路径特性推算部，针对每个副载波，计算出载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的传输路径特性值；以及第二均衡部，将载波间干扰成分被除去后的OFDM信号除以第二传输路径特性推算部所算出的传输路径特性值，以除去载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的相位及振幅失真。

另外，较佳的是，干扰成分除去部还包括第二均衡部，该第二均衡部将载波间干扰成分被除去后的OFDM信号除以第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值，以除去载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的相位及振幅失真。

另外，较佳的是，干扰成分除去部包括：载波间干扰成分生成部，生成载波间干扰成分；减法运算部，从正交变换部所生成的OFDM信号中减去载波间干扰成分生成部所生成的载波间干扰成分，以除去该载波间干扰成分；以及均衡部，通过将减法运算部的输出信号除以第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值，来除去减法运算部的输出信号的相位及振幅失真，载波间干扰成分生成部利用均衡部的输出信号和第一传输路径特性推算部所算出的n次微分，来生成精度得到提高的载波间干扰成分。

另外，较佳的是，干扰成分除去部包括：逆矩阵运算部，计算由固定系数矩阵Ξ、第一传输路径特性推算部所算出的针对每个副载波的传输路径特性值、及该传输路径特性值的n次微分所构成的矩阵的逆矩阵；以及均衡部，利用逆矩阵运算部所算出的逆矩阵，来从正交变换部所生成的FDM信号中除去载波间干扰成分和相位及振幅失真。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；离散导频生成部，生成离散导频信号；除法运算部，将离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算出正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；插值部，进行采用了除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过在符号方向对插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；以及减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的n次微分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；离散导频生成部，生成离散导频信号；除法运算部，将离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；插值部，进行采用了除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过将除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算出副载波的传输路径特性值的n次微分，该副载波构成包括离散导频信号在内的排列于符号方向的副载波列；以及载波插值部，利用减法运算部所算出的传输路径特性值的n次微分来在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算出正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值的n次微分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；离散导频生成部，生成离散导频信号；除法运算部，将离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过对除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值，在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算副载波的传输路径特性值的n次微分，该副载波构成包括离散导频信号在内的排列于符号方向的副载波列；载波插值部，利用减法运算部所算出的传输路径特性值的n次微分来在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算出正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值的n次微分；以及插值部，利用由过采样而得到的传输路径特性值来在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算出该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和减法运算部所算出的n次微分中的一方。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和载波插值部所算出的n次微分中的一方。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和载波插值部所算出的n次微分中的一方。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：第一离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；第一离散导频生成部，生成离散导频信号；第一除法运算部，将第一离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第一离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；第二离散导频提取部，从载波间干扰成分被除去后的OFDM信号中提取离散导频信号；第二离散导频生成部，生成离散导频信号；第二除法运算部，将第二离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第二离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的传输路径特性值；插值部，进行采用了第一除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的一部分以及第二除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的插值处理，以针对每个副载波，计算出正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过对插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值，在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；以及第二减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的n次微分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：第一离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；第一离散导频生成部，生成离散导频信号；第一除法运算部，将第一离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第一离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算出正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；第二离散导频提取部，从载波间干扰成分被除去后的OFDM信号中提取离散导频信号；第二离散导频生成部，生成离散导频信号；第二除法运算部，将第二离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第二离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的传输路径特性值；插值部，进行采用了第一除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的一部分及第二除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过将第一除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的一部分置换为第二除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值，以在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；第二减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算副载波的传输路径特性值的n次微分，该副载波构成包括离散导频信号在内的排列于符号方向的副载波列；以及载波插值部，利用第二减法运算部所算出的传输路径特性值的n次微分，来在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值的n次微分。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部包括：第一离散导频提取部，从正交变换部所生成的OFDM信号中提取构成多个副载波的离散导频信号；第一离散导频生成部，生成离散导频信号；第一除法运算部，将第一离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第一离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算正交变换部所生成的OFDM信号的传输路径特性值；第二离散导频提取部，从载波间干扰成分被除去后的OFDM信号中提取离散导频信号；第二离散导频生成部，生成离散导频信号；第二除法运算部，将第二离散导频提取部所提取出的离散导频信号除以第二离散导频生成部所生成的离散导频信号，以针对每个离散导频信号，计算载波间干扰成分被除去后的OFDM信号的传输路径特性值；符号内过采样部，通过将第一除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值的一部分置换为第二除法运算部所算出的、针对每个离散导频信号的传输路径特性值，以在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样；第二减法运算部，进行采用了由过采样而得到的传输路径特性值的减法运算处理，以计算副载波的传输路径特性值的n次微分，该副载波构成包括离散导频信号在内的排列于符号方向的副载波列；载波插值部，利用第二减法运算部所算出的传输路径特性值的n次微分，来在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所算出的OFDM信号的传输路径特性值的n次微分；以及插值部，利用由过采样而得到的传输路径特性值，在载波方向进行插值处理，以针对每个副载波，计算正交变换部所算出的OFDM信号的传输路径特性值。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和减法运算部所算出的n次微分中的一方。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和载波插值部所算出的n次微分中的一方。

另外，较佳的是，第一传输路径特性推算部还包括：H’计算部，进行采用了插值部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值的差分运算处理，以针对每个副载波，计算该传输路径特性值的n次微分；比较判定部，将表示OFDM接收装置的移动速度的速度信息与规定的阈值进行比较，以判断移动速度；以及选择器，根据比较判定部的判断结果，选择并输出H’计算部所算出的n次微分和载波插值部所算出的n次微分中的一方。

另外，本发明还适合于，经由传输路径来接收由排列于符号方向及载波方向的多个副载波所构成的OFDM信号的OFDM接收装置所采用的集成电路。为了达到上述目的，本发明的集成电路包括：正交变换部，通过正交变换将接收到的OFDM信号从时域转换为频域，以生成频域的OFDM信号；第一传输路径特性推算部，针对每个副载波，计算传输路径特性值及该传输路径特性值的n次微分，传输路径特性值表示因在传输路径上传播而产生的正交变换部所生成的OFDM信号的相位及振幅失真，n为自然数；以及干扰成分除去部，利用第一传输路径特性推算部所算出的、针对每个副载波的传输路径特性值及n次微分，来从正交变换部所生成的OFDM信号中，除去与符号方向或者载波方向相邻的副载波之间的干扰成分，第一传输路径特性推算部，通过对计算出的针对每个副载波的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样，并利用通过该过采样而得到的传输路径特性值中、在短于二个符号间隔的间隔中存在的传输路径特性值，来计算n次微分。

另外，本发明还适合于，经由传输路径来接收由排列于符号方向及载波方向的多个副载波所构成的OFDM信号的方法，为了达到上述目的，本发明的方法包括：通过正交变换将接收到的OFDM信号从时域转换为频域，以生成频域的OFDM信号的步骤；针对每个副载波，计算传输路径特性值及该传输路径特性值的n次微分的步骤，传输路径特性值表示因在传输路径上传播而产生的正交变换部所生成的OFDM信号的相位及振幅失真，n为自然数；以及利用所算出的针对每个副载波的传输路径特性值及n次微分，来从正交变换部所生成的OFDM信号中，除去与符号方向或者载波方向相邻的副载波之间的干扰成分的步骤；在计算传输路径特性值及n次微分的步骤中，通过对计算出的针对每个副载波的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样，并利用通过该过采样而得到的传输路径特性值中、在短于二个符号间隔的间隔中存在的传输路径特性值，来计算n次微分。

另外，本发明还适合于，用于使计算机执行经由传输路径来接收由排列于符号方向及载波方向的多个副载波所构成的OFDM信号的计算机程序。为了达到上述目的，本发明的计算机程序包括：通过正交变换将接收到的OFDM信号从时域转换为频域，以生成频域的OFDM信号的步骤；针对每个副载波，计算出传输路径特性值及该传输路径特性值的n次微分的步骤，传输路径特性值表示因在传输路径上传播而产生的正交变换部所生成的OFDM信号的相位及振幅失真，n为自然数；以及利用所算出的针对每个副载波的传输路径特性值及n次微分，来从正交变换部所生成的OFDM信号中，除去与符号方向或者载波方向相邻的副载波之间的干扰成分的步骤；在计算传输路径特性值及n次微分的步骤中，通过对计算出的针对每个副载波的传输路径特性值在符号方向进行滤波处理，来用短于一个符号间隔的间隔进行过采样，并利用由该过采样而得到的传输路径特性值中、在短于二个符号间隔的间隔中存在的传输路径特性值，来计算n次微分。

发明效果

如上所述，根据本发明，可以有效地抑制移动接收性能的低下，特别是高速移动接收时的接收性能的低下，因而能够提供可以进行稳定的高速移动接收的OFDM接收装置。

附图说明

图1是表示进行第一实施方式所涉及的载波间干扰(ICI)除去的OFDM接收装置100的构成例的方框图。

图2是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的解调部11的构成例的方框图。

图3是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的ICI除去及均衡部31的构成例的方框图。

图4是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的ICI成分生成部53的构成例的图。

图5是表示第一传输路径特性推算部51的构成例的方框图。

图6是表示ISDB-T方式中的信号配置的图。

图7是表示插值部64的构成例的图。

图8是表示只在载波方向进行插值的插值方法的图。

图9是表示插值部67的构成例的图。

图10是表示在符号方向插值后，在载波方向进行插值的插值方法的图。

图11是用于说明符号内过采样部65所进行的过采样处理的图。

图12是表示第二传输路径特性推算部56的构成例的方框图。

图13是用于说明第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100的效果的图。

图14是用于说明第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100的效果的图。

图15是表示ISDB-T方式中专用的参数的图。

图16是用一个符号间隔(Ts)的1/K(K为正的整数)的间隔进行过采样时的图。

图17是表示第一传输路径特性推算部51的其他构成的图。

图18是表示ICI除去及均衡部32的构成的图。

图19是表示ICI除去及均衡部33的构成的图。

图20是表示ICI除去及均衡部34的构成的图。

图21是表示第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200的构成例的方框图。

图22是表示解调部12的构成例的方框图。

图23是表示ICI除去及均衡部131的构成例的方框图。

图24是表示第一传输路径特性推算部151的构成例的方框图。

图25是表示第一传输路径特性推算部151的其他构成例的方框图。

图26是表示第一传输路径特性推算部153的构成例的方框图。

图27是表示第三实施方式所涉及的OFDM接收装置300的构成例的方框图。

图28是表示解调部13的构成例的方框图。

图29是表示ICI除去及均衡部231的构成例的方框图。

图30是表示第一传输路径特性推算部251的构成例的方框图。

图31是表示第一H’计算部101的构成例的方框图。

图32是表示第二H’计算部102的构成例的方框图。

图33是表示第一传输路径特性推算部252的构成例的方框图。

图34是表示第四实施方式所涉及的OFDM接收装置400的构成例的方框图。

图35是表示解调部14的构成例的方框图。

图36是表示ICI除去及均衡部331的构成例的方框图。

图37是表示第一传输路径特性推算部351的构成例的方框图。

图38是表示第一H’计算部111的构成例的方框图。

图39是表示ICI除去及均衡部331的其他构成例的方框图。

图40是表示第五实施方式所涉及的OFDM接收装置500的构成例的方框图。

图41是表示解调部15的构成例的方框图。

图42是表示ICI除去及均衡部431的构成例的方框图。

图43是表示传输路径特性推算部451的构成例的方框图。

图44是用于说明传输路径特性推算部451所具备的插值部67所进行的插值处理的图。

图45是用于说明传输路径特性推算部451所具备的插值部67所进行的插值处理的图。

图46是表示传输路径特性推算部452的构成例的方框图。

图47是表示传输路径特性推算部452的其他构成例的方框图。

图48是表示传输路径特性推算部454的构成例的方框图。

图49是表示传输路径特性推算部455的构成例的方框图。

图50是表示传输路径特性推算部456的构成例的方框图。

图51是表示传输路径特性推算部457的构成例的方框图。

图52是表示传输路径特性推算部458的构成例的方框图。

图53是表示传输路径特性推算部453的构成例的方框图。

图54是表示ICI除去及均衡部431-1的构成例的方框图。

图55是表示ISI除去及均衡部471的构成例的方框图。

图56是表示文献1中记载的现有的OFDM接收装置1100所具备的ICI除去部1000的构成的方框图。

附图标记说明

1：天线；

2：调谐器；

3：错误订正部；

4：解码部；

5：显示部；

11～15：解调部；

21：A/D转换部；

22：正交解调部；

23：正交变换部；

24：符号同步部；

31～34、56、131、231、331、431：ICI除去及均衡部；

51、151、153、251、252、351：传输路径特性推算部；

451～453、453-1、454～458、1001：传输路径特性推算部；

52、55、57、59：均衡部；

53：ICI成分生成部；

54、66、1005：减法运算部；

58：逆矩阵运算部；

61、461：SP生成部；

62、71、72、462：SP提取部；

63、73、463：除法运算部；

64、74、92、93、93-1、94：插值部；

65、165：符号内过采样部；

68、168：符号内过采样及减法运算部；

91、1004：乘法运算部；

101～10i、111：第一～第i H’计算部；

103、105：选择器；

104、106：比较判定部；

471：ISI除去及均衡部；

100、200、300、400、500：OFDM接收装置；

1000：ICI除去部；

1002：临时均衡部；

1003：传输路径特性一次微分计算部；

1011～1013：延迟器；

1100：OFDM接收装置。

具体实施方式

(第一实施方式)

图1是表示进行第一实施方式所涉及的载波间干扰(ICI)除去的OFDM接收装置100的构成例的方框图。如图1所示那样，OFDM接收装置100具备：接收广播波的天线1，从用天线1接收到的广播波中选择所希望的接收信道的接收信号的调谐器2，将调谐器2所选择的接收信号解调的解调部11，对解调部11的输出信号进行错误订正的错误订正部3，对由错误订正部3进行了错误订正而得到的、经MPEG(Moving Picture Experts Group：活动图像专家组)-2等压缩了的信号进行解码的解码部4，将由解码部4解调了的影像及声音输出的显示部5。

图2是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的解调部11的构成例的方框图。如图2所示那样，解调部11包括：模拟/数字转换部(以下称为A/D转换部)21、正交解调部22、正交变换部23、符号同步部24及ICI除去及均衡部31。A/D转换部21将调谐器2(参照图1)的输出信号从模拟信号转换成数字信号。正交解调部22对从A/D转换部21输出的数字信号进行正交解调、以转换成复数基带信号。符号同步部24利用从正交解调部22输出的复数基带信号，来取得OFDM符号区间的同步，并生成符号位置信息信号。正交变换部23利用符号同步部24所生成的符号位置信息信号，对从正交解调部22输出的复数基带信号进行正交变换。在此，正交变换部23采用付里叶变换、余弦变换、小波变换、哈达玛变换等进行正交变换。以下说明中，作为一个例子，当作正交变换部23是采用付里叶变换来进行正交变换的。因而，作为一个例子，以下将正交变换部23称为FFT部23，FFT部23将从正交解调部22输出的复数基带信号从时域信号变换成频域信号。ICI除去及均衡部31对FFT部23的输出信号进行ICI除去及均衡处理。

图3是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的ICI除去及均衡部31的构成例的方框图。如图3所示那样，ICI除去及均衡部31具有第一传输路径特性推算部51、第一均衡部52、ICI成分生成部53、减法运算部54、第二传输路径特性推算部56及第二均衡部55。第一传输路径特性推算部51利用经FFT部23(参照图2)进行了付里叶变换的信号Y，来计算传输路径特性值H及传输路径特性值H的一次微分H’。在此，传输路径特性值H是表示接收信号Y的振幅及相位的失真(以下称为传播失真)的值，该接收信号Y的振幅及相位的失真是由于在发送接收之间存在的传输路径上传播而产生的。第一均衡部52通过将从FFT部23输入的信号Y除以从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H，来除去包含在信号Y中的传播失真。由此，第一均衡部52便生成作为发送装置(未图示)的发送信号X的推算信号的X~。

图4是表示第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的ICI成分生成部53的构成例的图。如图4所示那样，ICI成分生成部53具有乘法运算部91。乘法运算部91在符号序号p(p为整数)的符号，利用作为推算信号的X~[p](括号内表示符号序号)、传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]和固定系数矩阵Ξ，进行数式2的右边第二项所示的运算，从而生成ICI成分。在此，如在现有技术中已说明过那样，固定系数矩阵Ξ可用数式3及数式4表示。

减法运算部54进行数式2所示的运算，即，将从FFT部23输入的信号Y中减去从ICI成分生成部53输入的ICI成分。由此，减法运算部54便计算出从信号Y中除去了ICI成分的信号Y^。通过以上处理，ICI成分被除去。

第二传输路径特性推算部56利用从减法运算部54输入的信号Y^来计算传输路径特性值H₁。第二均衡部55通过将从减法运算部54输入的信号Y^除以从第二传输路径特性推算部56输入的传输路径特性值H₁，来除去包含在信号Y^中的传播失真。由此，第二均衡部55将发送装置(未图示)的发送信号X解调。发送信号X被输出到错误订正部3(参照图1)。在此，信号Y、传输路径特性值H、传输路径特性值H的一次微分H’、信号X~、信号Y^、传输路径特性值H₁及信号X是用向量表示的值。

在此，对第一实施方式的ICI除去及均衡部31的构成要素与用图56说明过的、现有的进行ICI除去的构成要素之间的对应关系进行简单说明。图3的第一传输路径特性推算部51对应于图56的传输路径特性推算部1001及传输路径特性一次微分计算部1003。图3的第一均衡部52对应于图56的临时均衡部1002。图3的ICI成分生成部53对应于图39的乘法运算部1004。图3的减法运算部54对应于图56的减法运算部1005。另外，图3的第二传输路径特性推算部56及第二均衡部55对应于设置在图56所示的构成的后段的构成部分(未图示)。

图5是表示第一传输路径特性推算部51的构成例的方框图。如图5所示那样，第一传输路径特性推算部51具有SP生成部61、SP提取部62、除法运算部63、插值部64、符号内过采样部65及减法运算部66。

图6是表示ISDB-T方式中的信号配置的图。如图6所示那样，ISDB-T方式是，在发送侧，包含发送数据的数据信号之间被规则地插入了作为导频信号的SP(Scattered Pilot：离散导频)信号。SP提取部62提取包含在进行了付里叶变换的信号Y中的SP信号。SP生成部61生成SP信号。除法运算部63将由SP提取部62提取出的SP信号除以由SP生成部61生成的SP信号。由此，除法运算部63便计算出信号Y中的SP信号位置的传输路径特性值。插值部64通过利用由除法运算部63得到的SP信号位置的传输路径特性值来进行插值处理，从而计算出数据信号位置的传输路径特性值。由此，插值部64便计算出对应于所有信号位置的传输路径特性值H。由插值部64算出的传输路径特性值H被输入到第一均衡部52(参照图3)和符号内过采样部65。

图7是表示插值部64的构成例的图。图8是表示只向载波方向进行插值的插值方法的图。如图7所示那样，插值部64由载波插值部93构成。如图8所示那样，载波插值部93通过利用由除法运算部63得到的SP信号位置的传输路径特性值只向载波方向进行插值，来计算所有数据信号位置的传输路径特性值，并计算传输路径特性值H。如此，插值部64计算出传输路径特性值H。另外，也可以用图9所示的插值部67来取代图7所示的插值部64。如图9所示那样，插值部67由符号插值部92和载波插值部93-1构成。图10是表示在符号方向进行了插值之后，在载波方向进行插值的插值方法的图。如图10所示那样，符号插值部92利用由除法运算部63得到的SP信号位置的传输路径特性值在符号方向进行插值。其后，载波插值部93-1利用通过符号方向的插值而得到的传输路径特性值，在载波方向に进行插值。由此，插值部67便计算出所有数据信号位置(副载波位置)的传输路径特性值，并计算出传输路径特性值H。另外，插值部64及插值部67所进行的插值最好不是直线插值。此外，以上用图8和图10对一般的插值方法进行了说明，然而插值方法不限于此。

图11是用于说明符号内过采样部65(参照图5)所进行的过采样处理的图。图11(a)表示针对符号(时间)方向的传输路径特性值H的变动。图11(b)表示针对符号(时间)方向的传输路径特性值H的过采样间隔。以下参照图11和图8，来说明作为第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100的特征性构成的符号内过采样部65的动作。以计算图8中的白箭头所示的信号列(以下称为对象信号列)的中间的SP信号位置上的传输路径特性值H[p](p为整数、括号内表示符号序号)的一次微分H’[p]的情况为一例来进行说明。图11中的实心圆所示的H[p-1]、H[p]及H[p+1]分别对应于图8所示的虚线所包围的3个信号位置的H[p-1]、H[p]及H[p+1]。如图11(a)所示那样，符号内过采样部65通过对从插值部64输入的传输路径特性值H进行滤波，来对传输路径特性值H(H[p-1]、H[p]及H[p+1]等)平滑地进行插值。由此，如图11(a)及(b)所示那样，传输路径特性值H在符号方向上以短于一个符号间隔的间隔被进行过采样。由此，符号内过采样部65便计算出图11中的空心圆所示的传输路径特性值H[p-1、1]、H[p-1、2]、H[p-1、3]、H[p、1]、H[p、2]及H[p、3]。另外，在图11中作为一个例，符号内过采样部65用一个符号间隔的1/4作为采样间隔来进行过采样。

减法运算部66利用从符号内过采样部65输入的传输路径特性值H[p-1、3]和H[p、1]，来进行数式5所示的运算。由此，减法运算部66便计算出作为对象的信号位置(参照图8中的对象信号列的中间的SP信号位置)上的传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]。于是，如已说明过那样，被算出的H’[p]被输入到ICI成分生成部53(参照图3)。

【数式5】

$H^{\prime }\left[p\right]=2\frac{H[p,1]-H[p-\mathrm{1,3}]}{(N+N_G)}$

在此，对第二传输路径特性推算部56的构成进行简单说明。图12是表示第二传输路径特性推算部56的构成例的方框图。如图12所示那样，第二传输路径特性推算部56具有SP生成部71、SP提取部72、除法运算部73及插值部74。由于第二传输路径特性推算部56的SP生成部71、SP提取部72、除法运算部73及插值部74的动作分别与第一传输路径特性推算部51的SP生成部61、SP提取部62、除法运算部63及插值部64的动作相同，因而省略其说明。

以下，参照图13及图14，来说明第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所产生的效果。图13表示，将计算传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]的差分运算(参照数式1及数式5)视为微分滤波处理时，进行该差分运算的微分滤波器的频率特性。在图13中，横轴表示因多普勒效果而移动了的频率量的多普勒频率，纵轴表示微分滤波器的增益。此外，将OFDM信号的一个符号长度(期间)表示为Ts。在此情况下，现有的ICI除去部1000(参照图56)所进行的数式1所示的差分运算是二个符号间隔的传输路径特性值的差分运算(参照数式1)。因此，现有的ICI除去部1000所进行的微分滤波的特性在图13中被标记为2Ts间差分。此外，在作为第一实施方式中的一例而说明过的、用一个符号间隔的1/4间隔来进行过采样时(参照图11)的微分滤波特性被标记为Ts/2间差分。此外，用一个符号间隔的1/2间隔来进行过采样时的微分滤波特性被标记为Ts间差分，用一个符号间隔的1/8间隔来进行过采样时的微分滤波特性被标记为Ts/4间差分。此外，在图13中标示着理想的微分滤波频率特性。在此，符号频率约为880Hz。

从图13可知，现有技术的2Ts间差分的微分滤波特性在多普勒频率为0～100Hz的范围内，与理想的微分滤波特性大致一致，然而当多普勒频率超过100Hz则逐渐偏离理想的微分滤波特性。也就是说，当多普勒频率超过100Hz，现有技术的2Ts间差分则不能正确进行微分近似，以致传输路径特性值H的一次微分H’的精度降低。并且，如果接收装置的移动速度提高，则会有较大的多普勒频率，以致传输路径特性值H的一次微分H’的精度随移动速度的提高而进一步降低。

对此，从图13可知，在第一实施方式中说明过的Ts/2间差分(参照图11及数式5)的微分滤波特性与现有技术的2Ts间差分的微分滤波特性相比，更大程度地接近理想的微分滤波特性。这样，随着过采样时的采样数的增多(缩短采样间隔)，如图13所示那样，即便是在较高的多普勒高频率，也可以得到接近理想的微分滤波特性的微分滤波特性。因此，第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100即便是在存在较高的多普勒频率的高速接收时，也能够高精度地计算出传输路径特性值H的一次微分H’。

图14表示用第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100、和具备现有的ICI除去部1000的OFDM接收装置1100进行了移动接收性能的模拟检证的验证结果。在此，传输格式是在ISDB-T方式中专用的图15所示的参数。此外，如图15所示那样，为了简单起见，传输路径模型是将静止(static)的直接波加上了对延迟时间为5μs的延迟波(相对直接波的功率比＝-10dB)进行了fD(Hz)的多普勒移动后的波的模型。此外，横轴表示多普勒频率fD(Hz)，纵轴表示错误订正前的解调后比特误码率。此外，当解调后比特误码率在1×10^-2以下时，由于错误订正的效果，假设视听时图像或者声音的混乱不会被辨别出来。如果用解调后比特误码率达到1×10^-2以下的fD的最大值(称为极限fD)来评价的话，从图14可知，现有技术例(2Ts间差分)中的极限fD接近250Hz，而本发明(Ts/2间差分)中的极限fD却接近300Hz。因此，第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100与具备现有技术的ICI除去部1000的OFDM接收装置1100相比，移动接收极限速度得到提高，移动接收性能也得到提高。

如上所述那样，第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100在符号内进行过采样并取得传输路径特性值，从而利用该取得了的传输路径特性值来计算该取得了的传输路径特性值的一次微分H’。由此，第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100在高速移动接收时，与现有技术的OFDM接收装置1100相比，能够以更高的精度计算出传输路径特性值H的一次微分H’，因而能够高精度地计算出ICI成分。其结果，第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100与现有技术的OFDM接收装置1100相比，可以更有效地除去ICI，所以能够实现稳定的高速移动接收。

另外，以上说明了用一个符号间隔(Ts)的1/4间隔进行过采样，并采用Ts/2间差分来进行微分近似的情况(参照图11及数式5)。然而，过采样的间隔不限于此，例如也可以如图16所示那样，用一个符号间隔(Ts)的1/K(K为正的整数)的间隔来进行过采样。在此情况下，传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]可用数式6算出。

【数式6】

$H^{\prime }\left[p\right]=\frac{H[p,1]-H[p-1,K-1]}{2(N+N_G)}K$

此外，以上的构成为，在传输路径特性值H的一次微分H’的计算出处理中，对传输路径特性值H进行了过采样之后，在减法运算部66进行差分运算。然而，也可以将过采样处理与差分运算处理一并进行。过采样处理和差分运算处理中哪一种都可以通过滤波器来实现，这是因为两个滤波器是级联连接的，所以可将该两个滤波器并为一个滤波器。在此情况下，图5中的第一传输路径特性推算部51将成为例如图17所示的构成，具备符号内过采样及减法运算部68，以取代符号内过采样部65及减法运算部66。由此，可以缩小电路规模。

此外，以上对计算传输路径特性值H的一次微分H’的微分近似采用了2点的传输路径特性值的差分，但不限于此，只要是微分处理即可。例如，也可以如数式7所示那样，进行采用了4点的传输路径特性值的微分近似处理，或进行采用了4点以上的传输路径特性值的微分近似处理。

【数式7】

$H^{\prime }\left[p\right]=\frac{H[p-1,K-2]-8H[p-1,K-1]+8H[p,1]-8H[p,2]}{24(N+G_G)}K$

此外，在此情况下，也可以采用用图17说明过的、将过采样处理与差分运算处理一并处理的构成。

此外，也可以将图3所示的ICI除去及均衡部31的构成置换成例如图18所示的ICI除去及均衡部32的构成。在此情况下，如图18所示那样，ICI除去及均衡部32省略图3中的第二传输路径特性推算部56，第二均衡部55用从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H取代传输路径特性值H₁，来进行均衡处理。由此，可以缩小电路规模。

进一步，还可以将图18所示的ICI除去及均衡部32的构成置换成例如图19所示的ICI除去及均衡部33的构成。在此情况下，如图19所示那样，ICI除去及均衡部33具备均衡部57，以取代图18中的第一均衡部52及第二均衡部55。首先、均衡部57采用经过减法运算部54而输入的包含ICI成分的信号Y、及从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H，与图18中的第一均衡部52同样地生成作为发送装置(未图示)的发送信号X的推算信号的X~。ICI成分生成部53利用所生成的X~和从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H的一次微分H’，来计算出ICI成分。减法运算部54将已经被输入的信号Y蓄积起来，并从蓄积了的信号Y中除去ICI成分，从而算出信号Y^。其次，均衡部57用由减法运算部54除去了ICI成分的信号Y^和已从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H，与图17中的第二均衡部55同样地除去包含在信号Y^中的传播失真，以计算出发送装置的发送信号X。由均衡部57算出的信号X再次被输入到ICI成分生成部53，并被用于ICI成分计算。如此，通过在符号期间内以所希望的次数反复进行反馈处理，ICI除去及均衡部33的电路规模可被缩小，同时，ICI成分的除去精度能够得到进一步提高。

另外，也可以采用图20所示的ICI除去及均衡部34的构成，即，不采用通过均衡处理而得到的信号X~，而是采用数式8及数式9所示的逆矩阵Ψ来进行ICI除去及均衡处理，以直接计算出发送信号X。

【数式8】

Ψ＝(diag(H[p])-Ξdiag(H′[p]))^-1

【数式9】

X[p]＝ΨY[p]

在此，说明数式8及数式9的求解方法。首先，在数式2中，由于不进行临时均衡(图3中的第一均衡部52的处理)，所以将X~[p]标记为X[p]，另外，将除去了ICI之后的Y^[p]置换成diag(H[p])X[p]。由此，便得到数式10。

【数式10】

diag(H[p])X[p]＝Y[p]-Ξdiag(H′[p])X[p]

在数式10中，将右边第二项移到左边，并将X[p]提出则得到数式11。

【数式11】

(diag(H[p])+Ξdiag(H′[p]))X[p]＝Y[p]

如数式8所示那样，将该括号中包括的成分的逆矩阵作为Ψ，并将该Ψ从左边乘以数式11的两则，便可得到数式9。如图20所示那样，ICI除去及均衡部34具备第一传输路径特性推算部51、逆矩阵运算部58及均衡部59。第一传输路径特性推算部51是与图3中的第一传输路径特性推算部51相同的构成要素。逆矩阵运算部58采用从第一传输路径特性推算部51输入的传输路径特性值H[p]及一次微分H’[p]以及数式3所示的固定系数矩阵Ξ，来计算数式8的Ψ。均衡部59通过将从逆矩阵运算部58输入的Ψ乘以信号Y，来一并进行ICI成分除去及均衡处理，并计算出发送信号X。

(第二实施方式)

第二实施方式相对第一实施方式来说，其特征主要在于，利用除法运算部的输出信号(SP信号位置的传输路径特性值)来进行过采样处理。以下进行详细说明。

图21是表示第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200的构成例的方框图。第二实施方式的OFDM接收装置200是将第一实施方式的OFDM接收装置100(参照图1)中的解调部11置换成解调部12而构成的。图22是表示解调部12的构成例的方框图。解调部12是将第一实施方式的解调部11(参照图2)中的ICI除去及均衡部31置换成ICI除去及均衡部131而构成的。图23是表示ICI除去及均衡部131的构成例的方框图。ICI除去及均衡部131是将第一实施方式的ICI除去及均衡部31中的第一传输路径特性推算部51置换成第一传输路径特性推算部151而构成的。图24是表示第一传输路径特性推算部151的构成例的方框图。第一传输路径特性推算部151是将第一实施方式的第一传输路径特性推算部51(参照图5)中的符号内过采样部65置换成符号内过采样部165，并追加了载波插值部94而构成的。另外，如在第一实施方式中说明过那样，也可以将插值部64置换成插值部67(参照图10)。此外，在图21～24中，对于与图1～3及图5所示的构成要素相同的构成要素使用相同的参照符号，并省略其说明。

如图24所示那样，符号内过采样部165通过对从除法运算部63输入的SP位置的传输路径特性值进行滤波处理，来对SP位置的传输路径特性值平滑地插值。由此，传输路径特性值便在符号方向，以短于一个符号间隔的间隔被进行过采样。由此，符号内过采样部165对于排列于符号(时间)方向的信号列的中、插入了SP信号的信号列(参照图6中的白箭头所示的信号列)，可以针对每个短于一个符号间隔的间隔得到传输路径特性值。以下作为一个例子，来说明符号内过采样部165用一个符号间隔的1/4间隔来进行过采样的情况(参照图11)。在此情况下，减法运算部66通过进行数式5所示的差分运算，对于排列于符号(时间)方向的信号列中、插入了SP信号的信号列，计算出传输路径特性值的一次微分。载波插值部94通过利用从减法运算部66输入的一次微分的值，在载波(频率)方向进行插值处理，来计算出所有信号(参照图6)位置的传输路径特性值H的一次微分H’。

根据以上说明过的构成，第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200可以得到与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100相同的效果。并且，在用插值部67(参照图10)来代替第一传输路径特性推算部151的插值部64的情况下，可以共用符号插值部92及符号内过采样部165中的符号方向的滤波处理所使用的符号延迟存储器。并且，由于第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100同样地进行过采样，并采用符号内的采样点来进行差分运算，所以不需要图56中的现有技术那样的符号延迟器。因此，第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100相比，能够进一步缩小电路规模。

另外，第二实施方式与第一实施方式同样，过采样的间隔不限于1/4间隔，例如，也可以如图16所示那样，用一个符号间隔(Ts)的1/K的间隔来进行过采样。在此情况下，传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]可用数式6来计算。

此外，如在第一实施方式中用图17说明过那样，也可以将符号内过采样部165和减法运算部66合并起来，作为图25所示那样的符号内过采样及减法运算部168。

此外，第二实施方式也与第一实施方式一样，计算传输路径特性值H的一次微分H’的微分近似不限于使用2点的传输路径特性值的差分。例如，也可以进行如数式7所示的、采用了4点的传输路径特性值的微分近似处理，或采用了4点以上的传输路径特性值的微分近似处理。此外，在此情况下，也可以如用图25说明过那样，采用将过采样处理和差分运算处理一并处理的构成。

此外，如图26所示那样，插值部64(参照图7)也可以不输入除法运算部63的输出信号，而是从符号内过采样部165输入传输路径特性值，该传输路径特性值是构成图6中的白箭头所示的信号列的各个信号位置的传输路径特性值。此时，插值部64通过用所输入的传输路径特性值在载波方向进行插值处理，来计算出所有信号位置的传输路径特性值H。通过采用这样的构成，图26所示的第一传输路径特性推算部153可以不用配备由符号插值部92及载波插值部93-1所构成的插值部67(参照图9)，而计算出高精度的传输路径特性值H。

此外，第二实施方式中的ICI除去及均衡部的构成不限于图23所示的ICI除去及均衡部131。例如，第二实施方式中的ICI除去及均衡部也可以是将图18～20所示的第一实施方式的ICI除去及均衡部32、33及34中的第一传输路径特性推算部51置换成第一传输路径特性推算部151或者153(参照图24～26)而构成的。

(第三实施方式)

第三实施方式相对第一实施方式来说，其特征主要在于，相应于速度信息，来切换用于ICI成分生成的传输路径特性值H的一次微分H’。以下进行详细说明。

图27是表示第三实施方式所涉及的OFDM接收装置300的构成例的方框图。第三实施方式的OFDM接收装置300是将第一实施方式的OFDM接收装置100(参照图1)中的解调部11置换成解调部13而构成的。图28是表示解调部13的构成例的方框图。解调部13是将第一实施方式的解调部11(参照图2)中的ICI除去及均衡部31置换成ICI除去及均衡部231而构成的。图29是表示ICI除去及均衡部231的构成例的方框图。ICI除去及均衡部231是将第一实施方式的ICI除去及均衡部31中的第一传输路径特性推算部51置换成第一传输路径特性推算部251而构成的。图30是表示第一传输路径特性推算部251的构成例的方框图。第一传输路径特性推算部251是对第一实施方式的第一传输路径特性推算部51(参照图5)，追加了第二H’计算部102、选择器103以及比较判定部104，另外，将符号内过采样部65和减法运算部66合并成第一H’计算部101(参照图31)而构成的。另外，如在第一实施方式中说明过那样，也可以将插值部64置换成插值部67(参照图10)。此外，在图27～30中，对于与图1～3及图5所示的构成要素相同的构成要素使用相同的参照符号，并省略其说明。

如图30所示那样，从插值部64输出的传输路径特性值H被输入到第一传输路径特性推算部251的外部(第一均衡部52)、第一H’计算部101及第二H’计算部102。第一H’计算部101如在第一实施方式中说明过那样，利用符号内过采样部65及减法运算部66，来计算出通过进行过采样而求出的H’。第二H’计算部102与文献1中的技术(参照图56)相同，用数式1来计算出传输路径特性值H的一次微分H’。也就是说，第二H’计算部102不进行过采样处理，而是利用二个符号间隔的差分运算来计算出H’。图32是表示第二H’计算部102的构成例的方框图。如图32所示那样，第二H’计算部102包括减法运算部81和延迟部82。延迟部82对于从插值部64输入的传输路径特性值H[p+1]，进行二个符号的延迟处理，并输出H[p-1]。减法运算部81通过利用从插值部64输入的H[p+1]及从延迟部82输入的H[p-1]进行数式1所示的运算处理，来计算出H’[p]。这样，第二H’计算部102便计算出通过二个符号间隔的差分运算求得的H’。另外，第二H’计算部102也可以利用二个符号间隔以上的差分运算来计算出H’。

比较判定部104从OFDM接收装置300的外部输入表示OFDM接收装置300的移动速度的速度信息。比较判定部104将所输入的表示速度信息的移动速度与规定的阈值相比较，从而判断该移动速度比该规定的阈值高还是低，并输出判断结果。

选择器103输入第一H’计算部101所算出的通过过采样处理而求得的H’、第二H’计算部102所算出的通过二个符号间隔的差分运算而求得的H’、以及比较判定部104判断出的判断结果。选择器103在比较判定部104的判断结果为“低”的情况下，将第二H’计算部102所算出的通过二个符号间隔的差分运算而求得的H’输出到ICI成分生成部53(参照图29)。相反，选择器103在比较判定部104的判断结果为“高”的情况下，将第一H’计算部101所算出的通过过采样处理而求得的H’输出到ICI成分生成部53。也就是说，选择器103在OFDM接收装置300高速移动的情况下，输出通过过采样处理而求得的H’；在OFDM接收装置300低速移动的情况下，输出通过二个符号间隔的差分运算(现有技术)而求得的H’。

ICI成分生成部53用从选择器103输入的、通过过采样处理而求得的H’，或者通过二个符号间隔的差分运算而求得的H’，来生成ICI成分。

在此，有关将输入到ICI成分生成部53的H’相应于移动速度来进行切换的必要性，将再次参照图13来进行说明。如图13所示那样，在由于移动速度低而多普勒频率低的区域(fD＝0～100Hz)中，现有技术的差分运算(2Ts间差分)方法可以得到充分接近理想的微分的精度。并且，现有技术的差分运算(2Ts间差分)方法由于不进行过采样，所以不存在伴随过采样的滤波处理而产生的内插误差，而且，由于滤波特性是在高频带中抑制增益的滤波特性，所以噪音频带较窄。因此，在移动速度低(多普勒频率低)的情况下，从对噪音的抗干扰性的观点来看，最好是利用通过二个符号间隔的差分运算(2Ts间差分)而求得的H’来除去ICI成分。相反，在移动速度高(多普勒频率高)的情况下，如在第一实施方式中说明过那样，通过二个符号间隔的差分运算(2Ts间差分)而求得的H’的精度会极度降低。因此，在移动速度高的情况下，最好是利用通过过采样处理而求得的H’来除去ICI成分。

通过利用以上说明过的构成，第三实施方式所涉及的OFDM接收装置300可以相应于移动速度，切换传输路径特性值H的一次微分H’的计算方法。因此，第三实施方式所涉及的OFDM接收装置300可以得到与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100同样的效果，同时，还能抑制低速移动时的噪音所产生的影响。

另外，第三实施方式也与第一实施方式相同，过采样的间隔不限于1/4间隔，例如，也可以如图16所示那样，用一个符号间隔(Ts)的1/K的间隔来进行过采样。在此情况下，传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]可用数式6来计算。

另外，在第三实施方式中，将采用数式1的2Ts差分的运算作为第二H’计算部102中的传输路径特性值H的一次微分H’的计算方法进行了说明。然而，第二H’计算部102的H’生成方法也可以采用比2Ts大的差分运算，例如，采用数式12的4Ts间差分的运算。

【数式12】

$H^{\prime }\left[p\right]=\frac{H[p+2]-H[p-2]}{4(N+N_G)}$

另外，在第三实施方式中，对于将2种H’切换后输出的第一传输路径特性推算部251(参照图30)进行了说明。然而，也可以构成为，如图33所示的第一传输路径特性推算部252那样，用第一H’运算部101～第iH’运算部10i(i为3以上的整数)来生成3种以上的H’，并用选择器105将该3种以上的H’切换后输出。在此情况下，比较判定部106用第1～第(i-1)的阈值来多阶段地判断移动速度。并且，选择器105根据比较判定部106的判断结果，将3种以上的H’切换后输出。

此外，第三实施方式是通过设置多个H’计算部，来计算出多个种类的H’的。然而，例如也可以通过设置一个H’计算部，该H’计算部相应于比较判定部104、106的判断结果来切换用于计算H’的微分间隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)，来计算出多个种类的H’。在此情况下，可以省略选择器103、106。

此外，第三实施方式中的ICI除去及均衡部的构成不限于图29所示的ICI除去及均衡部231。例如，第三实施方式中的ICI除去及均衡部的构成也可以是，将图18～20所示的第一实施方式的ICI除去及均衡部32、33及34中的第一传输路径特性推算部51置换成第一传输路径特性推算部251或者252(参照图30及图33)的构成。

(第四实施方式)

第四实施方式是组合了第二实施方式的特征和第三实施方式的特征的实施方式。以下进行详细说明。

图34是表示第四实施方式所涉及的OFDM接收装置400的构成例的方框图。第四实施方式的OFDM接收装置400是将第三实施方式的OFDM接收装置300(参照图27)中的解调部13置换成解调部14而构成的。图35是表示解调部14的构成例的方框图。解调部14是将第三实施方式的解调部13(参照图28)中的ICI除去及均衡部231置换成ICI除去及均衡部331而构成的。图36是表示ICI除去及均衡部331的构成例的方框图。ICI除去及均衡部331是将第三实施方式的ICI除去及均衡部231(参照图29)中的第一传输路径特性推算部251置换成第一传输路径特性推算部351而构成的。图37是表示第一传输路径特性推算部351的构成例的方框图。第一传输路径特性推算部351是将第三实施方式的第一传输路径特性推算部251(参照图30)中的第一H’计算部101置换成第一H’计算部111，此外，将除法运算部63的输出信号输入到第一H’计算部111而构成的。另外，如在第一实施方式中说明过那样，也可以将插值部64置换成插值部67(参照图9)。此外，在图34～37中，对于与图27～30所示的构成要素相同的构成要素使用相同的参照符号，并省略其说明。

如图37所示那样，第一H’计算部111通过从除法运算部63输入SP信号位置的传输路径特性值，以进行过采样处理等，来计算SP信号位置及数据信号位置的传输路径特性值H的一次微分H’，并向选择器103输出。图38是表示第一H’计算部111的构成例的方框图。如图38所示那样，第一H’计算部111由符号内过采样部165、减法运算部66及载波插值部94构成。另外，构成第一H’计算部111的符号内过采样部165、减法运算部66及载波插值部94分别与构成图24所示的第二实施方式的第一传输路径特性推算部151的符号内过采样部165、减法运算部66及载波插值部94相同，并进行同样的动作。

选择器103如第三实施方式中说明过那样，相应于比较判定部104的判断结果，将第一H’计算部111所算出的通过过采样处理而求得的H’、和第二H’计算部102所算出的通过二个符号间隔的差分运算而求得的H’中的一方输出到ICI成分生成部53(参照图36)。

通过采用以上说明了的构成，第四实施方式所涉及的OFDM接收装置400与第三实施方式所涉及的OFDM接收装置300同样，可以相应于移动速度来切换传输路径特性值H的一次微分H’的计算方法。由此，第四实施方式所涉及的OFDM接收装置400可以得到与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100相同的效果，同时，还可以抑制低速移动时的噪音所造成的影响。此外，第四实施方式所涉及的OFDM接收装置400与第二实施方式所涉及的OFDM接收装置200同样，在用插值部67(参照图10)来代替第一传输路径特性推算部351中的插值部64的情况下，也可以使符号插值部92及符号内过采样部165(参照图38)中的符号方向的滤波处理所使用的符号延迟存储器共用。

另外，第四实施方式也与第一实施方式相同，过采样的间隔不限于1/4间隔，例如，也可以如图16所示那样，用一个符号间隔(Ts)的1/K的间隔来进行过采样。在此情况下，传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]可用数式6来计算。

此外，如在第一实施方式中用图17说明过那样，也可以将第三实施方式中的符号内过采样部65与减法运算部66(参照图31)合并，或者，将第四实施方式中的符号内过采样部165与减法运算部66(参照图38)合并，而分别作为符号内过采样及减法运算部。

此外，第三及第四实施方式也与第一实施方式相同，计算传输路径特性值H的一次微分H’的微分近似不限于采用2点的传输路径特性值的差分。例如，也可以进行数式7所示那样的、采用了4点的传输路径特性值的微分近似处理，或采用了4点以上的传输路径特性值的微分近似处理。此外，在此情况下，如上所述那样，也可以采用将过采样处理与差分运算处理一并处理的构成。

此外，第四实施方式中的ICI除去及均衡部的构成不限于图36所示的ICI除去及均衡部331。例如，第四实施方式中的ICI除去及均衡部的构成也可以是，将图18～20所示的第一实施方式的ICI除去及均衡部32、33及34中的第一传输路径特性推算部51置换成第一传输路径特性推算部351(参照图37及以下要说明的图39)的构成。

此外，也可以如图39所示那样，插值部64(参照图7)不输入除法运算部63的输出信号，而是从符号内过采样部165(参照图38)输入构成图6中的白箭头所示的信号列的各个信号位置的传输路径特性值。在此情况下，插值部64通过采用所输入的传输路径特性值在载波方向进行插值处理，来计算出所有信号位置的传输路径特性值H。通过采用这样的构成，图39所示的第一传输路径特性推算部351不用配备由符号插值部92及由载波插值部93-1构成的插值部67(参照图9)，也可以计算出高精度的传输路径特性值H。

此外，第四实施方式也可以采用与在第三实施方式中用图33说明过的构成相同的构成，即，采用3个以上的H’计算部来生成3种以上的H’，按照比较判定部的判断结果，选择器将3种以上的H’切换后输出。

此外，第四实施方式也可以通过设置一个相应于比较判定部的判断结果而切换用于计算H’的微分间隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)的H’计算部，来计算多个种类的H’。在此情况下，H’计算部不输入插值部64的输出信号，而只输入除法运算部63的输出信号。此外，在此情况下，可以省略选择器103。

此外，在第三及第四实施方式中，输入到比较判定部104、106的速度信息只要是表示移动体的移动速度的即可，例如，可以是从车速脉冲信号、GPS(Global Positioning System：全球定位系统)等得到的速度信息。此外，在第三及第四实施方式中，OFDM接收装置300、400也可以利用接收信号来测定多普勒频率的扩展宽度，并利用该扩展宽度来计算速度信息。在此情况下，速度信息不只是表示因接收装置的移动而产生的ICI成分的信息，还是表示因发送装置的移动、传输路径中存在的反射物的移动等而产生的ICI成分的信息。

此外，第三及第四实施方式是通过根据速度信息用多种方法计算出多个种类的H’以选择适当的H’，来进行ICI成分的除去及均衡处理。然而，也可以并列设置针对每个多个种类的H’进行ICI成分除去及均衡处理的构成，从而在进行了ICI成分除去及均衡处理后的各个信号中选择最合适的信号。

此外，在文献1中，用泰勒展开来表示传输路径特性值，并且，展开到一次微分项那样来进行近似(参照文献1的数式10)。在第一～第四实施方式中，也同样是当作展开到一次微分项来进行近似而进行了说明。然而，也可以通过使用泰勒展开中的二次微分项、三次微分项或更高次数的微分项进行近似，来推算传输路径特性。在此情况下，不光是计算一次微分项，计算二次以上的任意次数的微分项之际，也可以利用以短于一个符号间隔的间隔进行了过采样的传输路径特性值H。并且，在计算所有次数的微分项之际，也可以利用以短于一个符号间隔的间隔进行了过采样的传输路径特性值H。

(第五实施方式)

第五实施方式相对第一～第四实施方式来说，其特征主要在于，通过将除去了ICI成分的信号Y^反馈到计算传输路径特性值H及传输路径特性值H的一次微分H’的传输路径特性推算部，来提高ICI成分的精度。以下进行详细说明。

图40是表示第五实施方式所涉及的OFDM接收装置500的构成例的方框图。第五实施方式的OFDM接收装置500是将第一实施方式的OFDM接收装置100(参照图1)中的解调部11置换成解调部15而构成的。图41是表示解调部15的构成例的方框图。解调部15是将第一实施方式的解调部11(参照图2)中的ICI除去及均衡部31置换成ICI除去及均衡部431而构成的。图42是表示ICI除去及均衡部431的构成例的方框图。ICI除去及均衡部431是将在第一实施方式中用图18说明过的ICI除去及均衡部32中的第一传输路径特性推算部51置换成传输路径特性推算部451，并将减法运算部54的输出信号(除去了ICI成分的信号Y^)反馈到传输路径特性推算部451而构成的。图43是表示传输路径特性推算部451的构成例的方框图。传输路径特性推算部451是将第一实施方式的第一传输路径特性推算部51(参照图5)中的插值部64(参照图7)置换成插值部67(参照图9)，并且追加了除法运算部463、SP提取部462及SP生成部461而构成的。另外，在图40～43中，对与图1、图2、图18及图5所示的构成要素相同的构成要素使用相同的参照符号，并省略其说明。

图44及图45是用于说明传输路径特性推算部451所具备的插值部67所进行的插值处理的图。在图44及图45中，实心圆表示SP信号，空心圆表示数据信号，斜线的圆表示与除去了ICI成分之后的传输路径特性值相对应的SP信号。此外，SP1～SP6表示SP信号。H_SP3～H_SP6分别表示SP3～SP6的位置的除去ICI成分之后的传输路径特性值。以下，以用图10说明过的对符号方向及载波方向进行插值的插值处理为例，来说明图42～45。

如图42所示那样，从减法运算部54输出的除去了ICI成分之后的信号Y^被输入到第二均衡部55和传输路径特性推算部451。如图43所示那样，在传输路径特性推算部451中，SP提取部462输入除去了ICI成分之后的信号Y^，并从该信号Y^中提取SP信号。在此，从除去了ICI成分之后的信号Y^中提取出的SP信号由于已除去了ICI成分，所以以下称之为ICI除去后的SP信号。SP生成部461与SP生成部61同样地生成SP信号。除法运算部463将ICI除去后的SP信号除以SP生成部461所生成的SP信号，从而计算出ICI除去后的SP信号位置的传输路径特性值。插值部67将从除法运算部63输入的SP信号位置的传输路径特性值的一部分置换成ICI除去后的SP信号位置的传输路径特性值之后，进行插值处理，以计算所有信号位置的传输路径特性值H。

以下，对于具备符号插值部92和载波插值部93-1的插值部67(参照图9)所进行的插值处理，以排列于图44及图45中的白箭头所示的符号方向的信号列K为一例，来进行详细说明。首先，考虑在图44中，构成信号列K的信号中、属于符号p(p为整数)的数据信号d1的位置的传输路径特性值H_d1为插值对象的情况。在此，在与插值对象的传输路径特性值H_d1相对应的数据信号d1之前，从除法运算部63输入到插值部67的SP信号是SP4～SP6。该以前输入的SP4～SP6位置的传输路径特性值分别通过符号插值部92，被置换成已除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP4～H_SP6。符号插值部92利用SP4～SP6位置的除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP4～H_SP6及SP1～SP3位置的ICI成分除去前的传输路径特性值，来进行符号方向的插值处理。由此，符号插值部92便计算出插值对象的传输路径特性值H_d1。另外，为了便于说明，当作符号插值部92采用6个传输路径特性值来进行插值处理。然而，符号插值部92用于插值处理的传输路径特性值的数量不限于此。然后，可以同样算出数据信号d2的位置的传输路径特性值H_d2。

下面，用图45来说明数据信号d3的位置的传输路径特性值H_d3为插值对象的情况。如图45所示那样，符号插值部92将在与插值对象的传输路径特性值H_d3相对应的数据信号d3之前，从除法运算部63输入到插值部67的SP3的位置的传输路径特性值置换成除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP3。其后，符号插值部92同样地利用除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP3等和除去ICI成分之前的传输路径特性值，来进行符号方向的插值处理。由此，符号插值部92便计算出插值对象的传输路径特性值H_d3。

通过反复进行以上的处理，符号插值部92便计算出有关信号列K的所有传输路径特性值。此外，同样地，符号插值部92对于作为排列于符号方向的信号列、并含有SP信号的所有信号列，进行符号方向的插值处理。其后，载波插值部93-1通过进行载波方向的插值处理，来计算所有信号位置的传输路径特性值H。

如上所述那样，第五实施方式所涉及的OFDM接收装置500提取除去了ICI成分之后的信号Y^的SP信号位置的传输路径特性值，以置换ICI成分计算用的SP信号位置的传输路径特性值的一部分。由此，与第一实施方式所涉及的OFDM接收装置100所具备的第一传输路径特性推算部51(参照图5)相比，第五实施方式所涉及的OFDM接收装置500所具备的传输路径特性推算部451能够以更高的精度计算出传输路径特性值H及传输路径特性值H的一次微分H’。其结果，OFDM接收装置500，与具备ICI除去及均衡部32(参照图18)的OFDM接收装置100相比，能够以更高的精度计算出ICI成分，从而能够以更高的精度除去ICI成分。并且，由于OFDM接收装置500是由第二均衡部55采用高精度的传输路径特性值H来进行均衡处理的，所以与具备ICI除去及均衡部32的OFDM接收装置100相比，能够进行更高精度的均衡处理。其结果，OFDM接收装置500与具备ICI除去及均衡部32的OFDM接收装置100相比，能够进一步提高移动接收性能。

另外，在第五实施方式中，将ICI成分除去处理中的处理延迟当作理想处理延迟进行了说明。然而，可以考虑，例如，插值部67进行插值，ICI成分除去被执行，插值部67置换除去了ICI成分之后的信号Y^的SP信号位置的传输路径特性值的反馈处理所需的处理延迟为3个符号的情况(参照图42)。在此情况下，在图44所示的数据d1位置的传输路径特性值H_d1的插值处理中，不能将SP4位置的传输路径特性值置换成除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP4。因此，在此情况下，符号插值部92利用SP5～SP6位置的除去了ICI成分之后的传输路径特性值H_SP5～H_SP6及SP1～SP4位置的ICI成分除去前的传输路径特性值，来进行符号方向的插值处理。这样，符号插值部92相应于反馈处理所需要的处理延迟，进行可置换的传输路径特性值的置换，以进行插值处理。在此，如已说明过那样，符号插值部92用于插值处理的传输路径特性值的数量不限于此。

此外，第五实施方式也与第一实施方式相同，过采样的间隔不限于1/4间隔，例如，也可以如图16所示那样，用一个符号间隔(Ts)的1/K的间隔来进行过采样。在此情况下，传输路径特性值H[p]的一次微分H’[p]可用数式6来计算。

此外，如在第一实施方式中用图17说明过那样，也可以将符号内过采样部65与减法运算部66合并起来作为符号内过采样及减法运算部68。

此外，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图46所示的传输路径特性推算部452，以代替图43所示的传输路径特性推算部451。如图46所示那样，传输路径特性推算部452是将传输路径特性推算部451中的符号内过采样部65和减法运算部66取消，并追加了第二实施方式中说明过的第一传输路径特性推算部151(参照图24)所具备的符号内过采样部165、减法运算部66和载波插值部94而构成的。符号内过采样部165如在第二实施方式中说明过那样，输入除法运算部63的输出信号，以进行过采样处理。该过采样处理之际，符号内过采样部165从除法运算部463输入从除去了ICI成分之后的SP信号算出的传输路径特性值。然后，符号内过采样部165如用图44及图45说明过那样，将SP信号位置的传输路径特性值的一部分置换成从除法运算部463输入的传输路径特性值之后，进行过采样处理。

此外，如在第一实施方式中用图17进行过说明那样，也可以将构成图46所示的传输路径特性推算部452的符号内过采样部165与减法运算部66合并起来作为符号内过采样及减法运算部168(参照图47)。

此外，也可以与第二实施方式中说明过的第一传输路径特性推算部153(参照图26)一样，将传输路径特性推算部452(参照图46)中的插值部67取消，而追加从符号内过采样部165输入构成图6中的白箭头所示的信号列的各个信号位置的传输路径特性值的载波插值部64(参照图48所示的传输路径特性推算部454)。

此外，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图49所示的传输路径特性推算部455，以代替图43所示的传输路径特性推算部451。如图49所示那样，传输路径特性推算部455是将传输路径特性推算部451中的符号内过采样部65和减法运算部66取消，而追加第三实施方式中说明过的第一传输路径特性推算部251(参照图30)所具备的第一H’计算部101、第二H’计算部102、选择器103和比较判定部104而构成的。

此外，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图50所示的传输路径特性推算部456，以代替图43所示的传输路径特性推算部451。如图50所示那样，传输路径特性推算部456是将传输路径特性推算部451中的符号内过采样部65和减法运算部66取消，而追加第三实施方式中说明过的第一传输路径特性推算部252(参照图33)所具备的第一～第iH’计算部101～10i、选择器105和比较判定部106而构成的。

此外，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图51所示的传输路径特性推算部457，以代替图43所示的传输路径特性推算部451。如图51所示那样，传输路径特性推算部457是将传输路径特性推算部451中的符号内过采样部65和减法运算部66取消，而追加第四实施方式中说明过的第一传输路径特性推算部351(参照图37)所具备的第一H’计算部111、第二H’计算部102、选择器103和比较判定部104而构成的。第二H’计算部102被输入插值部67的输出信号，第一H’计算部111被输入除法运算部63的输出信号和除法运算部463的输出信号。第一H’计算部111所具备的符号内过采样部165(参照图38)如第二实施方式中说明过那样，输入除法运算部463的输出信号，以进行过采样处理。在该过采样处理之际，符号内过采样部165从除法运算部463输入从除去了ICI成分之后的SP信号算出的传输路径特性值。然后，符号内过采样部165如用图44及图45说明过那样，将SP信号位置的传输路径特性值的一部分置换成从除法运算部463输入的传输路径特性值之后，进行过采样处理。

更进一步，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图52所示的传输路径特性推算部458，以代替图51所示的传输路径特性推算部457。如图52所示那样，传输路径特性推算部458具备插值部64(参照图9)，以代替传输路径特性推算部457中的插值部67(参照图10)。插值部64不从除法运算部63及除法运算部463输入输出信号，而是从第一H’计算部111所具备的符号内过采样部165(参照图37)，输入构成图6中的白箭头所示的信号列的各个信号位置的传输路径特性值。插值部64的动作已经在第四实施方式中用图38进行了说明，因而在此省略。

此外，第五实施方式的OFDM接收装置500也可以具备图53所示的传输路径特性推算部453，以代替图43所示的传输路径特性推算部451。如图53所示那样，传输路径特性推算部453是将传输路径特性推算部451中的符号内过采样部65及减法运算部66置换成第三实施方式中说明过的图32所示的第二H’计算部102而构成的。第二H’计算部102不进行过采样处理，而是与文献1中的技术(参照图56)相同，利用二个符号间隔的差分运算来计算H’。在此情况下，由于过采样处理的原因，传输路径特性值H的一次微分H’的精度得不到提高。然而，如已说明过那样，由于插值部67中，SP信号位置的传输路径特性值的一部分被除去了ICI成分之后的传输路径特性值置换，所以插值部67所输出的传输路径特性值H的精度得到提高。因此，第二H’计算部102计算出的传输路径特性值H的一次微分H’的精度也得到提高。从而，ICI成分生成器53所算出的ICI成分的精度得到提高。此外，第二均衡部55(参照图42)的均衡处理的精度也得到提高。其结果，第五实施方式的OFDM接收装置500即便是在具备图53所示的传输路径特性推算部453的情况下，也能够充分提高ICI成分除去及均衡处理的精度。

此外，在以上说明过的传输路径特性推算部451～453、455～457(参照图43、图46、图47、图49～51、图53)中，也可以将在符号方向及载波方向进行插值处理的插值部67(参照图9)置换成只在载波方向进行插值处理的插值部64(参照图7)。但是，在置换成插值部64的情况下，传输路径特性推算部451～453、455～457中，插值部64通过插值处理而计算出的传输路径特性值的精度得不到提高。这是因为，插值部64只在载波方向进行插值处理，所以如从图44可知那样，被置换后的传输路径特性值(参照斜线的圆)不影响插值处理。此外，在置换成插值部64的情况下，在传输路径特性推算部451、453、455、456中，只有与图44中排列的信号中的一部分信号相对应的传输路径特性值的一次微分的精度得到提高。这是因为，在排列于不包含SP信号的符号方向的信号列中计算传输路径特性值的一次微分的情况下，被置换了的传输路径特性值(参照斜线的圆)不产生影响。

此外，在传输路径特性推算部451～458(参照图43、图46～53)中，也可以共用SP生成部、SP提取部及除法运算部等可以共用的构成要素。

此外，在第五实施方式中，作为第二均衡部55从传输路径特性推算部451输入传输路径特性值H的构成(参照图42)，而抑制了电路规模的增大。然而，也可以是如图54所示的ICI除去及均衡部431-1那样，追加了在第一实施方式中用图3说明过的第二传输路径特性推算部56；第二均衡部55从第二传输路径特性推算部56输入传输路径特性值H₁的构成。通过采用这样的构成，第二均衡部55可以利用从通过第二传输路径特性推算部56而除去了ICI成分之后的信号Y^计算出的传输路径特性值H₁，来进行均衡处理。其结果，能够进行更高精度的ICI成分除去及均衡处理。

此外，在第五实施方式中，对利用反馈处理来除去ICI成分的构成进行了说明。然而，除去对象不限于ICI成分，只要是构成OFDM信号的信号间的干扰成分即可。例如，除去对象也可以是延迟波所导致的符号间干扰(ISI：Inter symbol Interference)成分的除去。在此情况下，解调部15(参照图41)可以具备图55所示的ISI除去及均衡部471，以代替ICI除去及均衡部431(参照图42)。如图55所示那样，ISI除去及均衡部471是将ICI除去及均衡部431中的ICI成分生成部53及减法运算部54置换成ISI除去部481而构成的。ISI除去部481利用传输路径特性推算部451所算出的传输路径特性值H，从接收信号Y中除去ISI成分。传输路径特性推算部451(参照图43)输入除去ISI后的接收信号Y₁^，以进行用图44及图45说明过的插值处理，并算出高精度的传输路径特性值H。另外，在此情况下，传输路径特性推算部451不需要配备符号内过采样部65及减法运算部66。此外，由于ISI除去部481的构成是普通的构成，所以省略其说明。由此，便可实现高精度的ISI成分除去及均衡处理。

此外，在第一～第五实施方式中，说明了将通过过采样处理(参照图11等)而算出的传输路径特性值H的n次微分(以一次微分H’为具体例子进行了以上说明)用于ICI成分的除去的情况。然而，通过本发明的过采样处理而算出的n次微分可被应用于进行传输路径特性值H的n次微分运算的所有技术。例如，也可以将通过本发明的过采样处理而算出的一次微分H’应用于，利用传输路径特性值的一次微分的传输路径特性变动检测器所进行的微分近似。

此外，在第一～第五实施方式中，主要说明了因OFDM接收装置移动而导致ICI成分产生的情况。然而，ICI成分也会因发送装置的移动、传输路径中存在的反射物的移动等而产生。即便是在此情况下，第一～第五实施方式的OFDM接收装置100～500也能够产生以上说明过的效果。

此外，第一～第五实施方式所涉及的OFDM接收装置100～500的各个构成要素可分别通过集成电路的LSI来实现。可利用一个芯片来个单独实现上述要素，也可以使一个芯片包含所有或一部分上述要素。在此，作为LSI，但根据集成度的不同，也可称为IC、系统LSI、超大规模集成、特大规模集成。此外，实现集成电路的方法不限于LSI，也可以通过专用电路或者通用处理器来实现。LSI制造之后，也可以利用可以编程的FPGA(FieldProgrammable Gate Array：元件可编程逻辑闸阵列)、可以再构筑LSI内部的电路元件的连接和设定的可重构处理器。进一步，如果由于半导体技术的进步、或者其他技术的派生而出现能够置换LSI的集成电路技术，当然也可以利用该技术来进行功能块的集成。存在利用生物技术的可能性。

此外，上述第一～第5实施方式所涉及的OFDM接收装置100～500可用普通的计算机系统等信息处理装置来实现。计算机系统例如可由微处理器、ROM及RAM等构成。使计算机执行上述OFDM接收装置100～500的各个构成部的处理的程序，可被记录于规定的信息记录媒体。计算机系统通过读出并执行记录于规定的信息记录媒体中的程序，来实现各个构成部的功能。另外，程序由多个指令码组合而成，该指令码表示为了达成规定的功能而对计算机所作的指示。此外，记录上述程序的信息记录媒体例如是，软盘、硬盘、CD-ROM、MO、DVD、DVD-ROM、DVD-RAM、BD(Blu-ray Disc：蓝光光盘)，及半导体存储器等。此外，也不妨通过其他媒体、通信回线将上述程序提供给上述信息处理装置。此外，也不妨通过其他媒体、通信回线，将上述程序提供给其他信息处理装置。

此外，第一～第五实施方式所涉及的OFDM接收装置100～500也可以用进行第一～第五实施方式中记载过的接收处理中的至少一部分的接收方法来实现。

此外，以上说明了实现第一～第五实施方式所涉及的发明的各种各样的接收处理。然而，只要是能够实现第一～第五实施方式所涉及的发明的话，也可以将实现该各种各样的接收处理的各个构成要素、各个程序、或者各个方法进行组合。

此外，在第一～第五实施方式中，用日本的国内地面数字广播规格的ISDB-T方式进行了说明。然而，本发明所适用的通信规格不限于此，例如，也适用于DVB-T、DVB-H、DAB、DMB、DMB-TH、WiMAX等。

工业实利用性

本发明能够应用于OFDM接收装置等，特别是有效于在进行移动接收的OFDM接收装置等中，将接收信号的ICI成分有效地除去了的情况。