具有高分辨率可变电压/频率控制的变频器装置

摘要

本发明涉及一种具有高分辨率可变电压/频率控制的变频器装置，其接收模拟输入信号并包含：第一电路、第二电路、第三电路及微控制单元。该第一电路包括双向截波器、第一增益单元及直流偏移单元，处理该模拟输入信号的小信号部分且提供较大增益；包括正截波器和第二增益单元的第二电路及包括负截波器和第三增益单元的第三电路处理输入信号小信号部分外的部分，且提供较小增益。该微控制单元可对于第一电路、第二电路、第三电路作模拟数字转换以得到数字输出值，并对于第一电路部分范围数字输出值作减法处理。该微控制单元选择这些数字输出值的最大者，用以产生对应的输出频率。采用本发明可达到输出频率连续性及更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

说明书

技术领域

本发明有关一种变频器装置，尤指一种具有高分辨率可变电压/频率控制的变频器装置。

背景技术

感应马达驱动方式大致可分为纯量、向量及直接转矩控制等方式。纯量控制的原理是改变马达同步速率，即定子与转子磁场的速率，所以纯量控制要改变同步速率的方法就是改变该马达输入电源频率。纯量控制即电压/频率控制(V/f Control)，也称变压变频控制(VVVF，Variable Voltage Variable FrequencyControl)。一般而言，电压/频率控制为开回路控制方法，不需要反馈马达转速，只要加装变频器并利用变频控制原理即可改变转速，非常方便。但是在变频器系统中若只是改变输出频率，而没有改变供给电压，其马达的转矩会因频率的增加而使转矩下降，而系统的效率也随之下降。为了保持马达的磁通在一定的大小并使马达的运转效率最高，也必须调整该变频器输出电压的大小，使得电压振幅与马达运转频率的比例维持一定值，而马达的磁通大小正是与该比值的大小成正比，借此达到维持磁通的大小并控制转速的目的。

因为纯量控制法是开回路的控制方法，且马达的实际转速与供电频率间有转差的存在，因此该纯量控制法无法有精准的速度控制性能；但是正因为纯量控制法不需反馈转速，所以才具有架构简单、成本低廉等优点。

现今变频器应用中，单一外部端子给予模拟输入电压(-10～0～+10伏特)时，可转换成变频器的对应输出频率以控制待驱动装置(反转60Hz～0Hz～正转60Hz)。

参见图1及图2，其分别为公知变频器装置的架构方框图及公知变频器装置的模拟输入电压转换为变频器输出频率的方框图。该变频器装置1A包含转换电路10A及微控制单元20A。其中，该转换电路10A包含第一增益单元101A、直流偏移单元102A、及第二增益单元103A。该第一增益单元101A，其具有大小为+0.5的第一电压增益P1a(P1a＝+0.5)，并转换该模拟输入电压Vin(-10～+10伏特)为第一增益电压Va(-5～+5伏特)；该直流偏移单元102A，其具有大小为+5伏特的直流电压偏移值Vdc’(Vdc’＝+5)，并电连接该第一增益单元101A，用以产生修正电压Vx(0～+10伏特)；该第二增益单元103A，其具有大小为+0.5的第二电压增益P2a(P1a＝+0.5)，并转换该修正电压Vx(0～+10伏特)为模拟输出电压Vo(0～+5伏特)。另外，该微控制单元20A包含模拟数字转换单元201A及频率运算单元202A，该微控制单元20A用以转换该模拟输出电压Vo为对应的数字输出值，并计算该数字输出值以产生对应的输出频率。

但是，该公知变频器装置1A的模拟输出电压Vo与该模拟输入电压Vin的电压变动量ΔV关系为：

ΔV＝(10-(-10))/(5-0)×0.1＝0.4(伏特)

即，当模拟输入电压Vin需要变动至少0.4伏特时，该微控制单元20A才能接受该模拟输出电压Vo为0.1伏特，故该变频器装置1A无法提供精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种具有高分辨率可变电压/频率控制的变频器装置，以达到输出频率连续性及更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

为达到上述目的，本发明提供了一种具有高分辨率可变电压/频率控制的变频器装置，其包含：

第一电路，其接收模拟输入电压，该第一电路包含：

双向截波器，其具有第一正电位及第一负电位的双向截波电压，该双向截波器用以产生第一截波电压；

第一增益单元，其具有第一电压增益并电连接该双向截波器，该第一增益单元用以产生第一增益电压；及

直流偏移单元，其具有直流电压偏移值并电连接该第一增益单元，该直流偏移单元用以产生第一模拟输出电压；

第二电路，其同时接收该模拟输入电压，该第二电路包含：

正截波器，其具有第二正电位的截波电压，该正截波器用以产生第二截波电压；

第二增益单元，其具有第二电压增益并电连接该正截波器，该第二增益单元用以产生第二模拟输出电压；

第三电路，其同时接收该模拟输入电压，该第三电路包含：

负截波器，其具有第二负电位的截波电压，该负截波器用以产生第三截波电压；

第三增益单元，其具有第三电压增益并电连接该负截波器，该第三增益单元用以产生第三模拟输出电压；及

微控制单元，其电连接该第一电路、该第二电路、及该第三电路，该微控制单元包含：

模拟数字转换单元，其具有两个或两个以上输入通道并以接收该第一模拟输出电压、该第二模拟输出电压、及该第三模拟输出电压，该模拟数字转换单元并分别转换其为第一数字输出值、第二数字输出值、及第三数字输出值；其中，当该第一增益电压为正值时，则该模拟数字转换单元转换该第一模拟输出电压为第一转换数字输出值；及

频率运算单元，其电连接该模拟数字转换单元，该频率运算单元并选择自该模拟数字转换单元输出的这些数字输出值中的最大者，并以产生对应的输出频率。

因此，本发明可达到以下效果：

1、经由处理模拟输入电压信号，在小信号电压时产生较大增益，在产生小信号部分外的电压时产生较小增益，从而达到输出频率的连续性。

2、可提供更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

附图说明

图1为公知变频器装置的架构方框图；

图2为公知变频器装置的模拟输入电压转换为输出频率的方框图；

图3为本发明的变频器装置的架构方框图；

图4为本发明较佳实施例的模拟输入电压转换为变频器输出频率的方框图；

图5为本发明中第一电路的数字输出值与第三电路的数字输出值比对示意图；

图6为本发明中第一电路的数字输出值与第二电路的数字输出值比对示意图。

附图标记说明

1A  变频器装置          10A  转换电路

101A  第一增益单        102A  直流偏移单元

103A  第二增益单        20A  微控制单元

201A  模拟数字转换单元  202A  频率运算单元

1  变频器装置           10  第一电路

101 双向截波器          102  第一增益单元

103  直流偏移单元       20  第二电路

201  正截波器           202  第二增益单元

30  第三电路            301  负截波器            302  第三增益单元

40  微控制单元          401  模拟数字转换单元    402  频率运算单元

具体实施方式

为了能更进一步了解本发明为达到预定目的所采取的技术、手段，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，然而所附附图仅供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。

有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图进行如下说明。

参见图3及图4，分别为本发明的变频器装置的架构方框图及较佳实施例的模拟输入电压转换为变频器输出频率的方框图。该变频器装置1主要包含第一电路10、第二电路20、第三电路30、及微控制单元40。

该第一电路10、该第二电路20及该第三电路30同时接收外部模拟输入电压Vin，用以同时对该输入电压Vin进行处理。该第一电路10包含双向截波器(bi-directional clipper circuit)101、第一增益单元102、及直流偏移单元(DC-offset unit)103。其中，该双向截波器101具有第一正电位(+1伏特)及第一负电位(-1伏特)的截波电压，用以产生并输出第一截波电压Vc1。该第一增益单元102具有第一电压增益P1，其值为+2.5倍(P1＝+2.5)并电连接该双向截波器101，用以接收该第一截波电压Vc1并与该第一电压增益P1相乘以产生第一增益电压Vp1，即该第一增益电压Vp1为该第一截波电压Vc1和该第一电压增益P1的乘积(Vp1＝Vc1×P1)。该直流偏移单元(DC-offset unit)103具有直流电压偏移值Vdc，其值为+2.5伏特(Vdc＝+2.5)并电连接该第一增益单元102，用以接收该第一增益电压Vp1并与该直流电压偏移值Vdc相加以产生第一模拟输出电压Vo1，即该第一模拟输出电压Vo1为该第一增益电压Vp1与该直流电压偏移值Vdc相加(Vo1＝Vp1+Vdc)。

该第二电路20包含正截波器(positive clipper circuit)201及第二增益单元202。其中，该正截波器201具有第二正电位(+10伏特)的截波电压，用以产生并输出第二截波电压Vc2。该第二增益单元202具有第二电压增益P2，其值为+0.5倍(P2＝+0.5)，该第二增益单元202电连接该正截波器201，用以接收该第二截波电压Vc2并与该第二电压增益P2相乘以产生第二模拟输出电压Vo2，即该第二模拟输出电压Vo2为该第二截波电压Vc2与该第二电压增益P2的乘积(Vo2＝Vc2×P2)。

该第三电路30包含负截波器(negative clipper circuit)301及第三增益单元302。其中，该负截波器301具有第二负电位(-10伏特)的截波电压，用以产生并输出第三截波电压Vc3。该第三增益单元302具有第三电压增益P3，其值为-0.5倍(P3＝-0.5)，该第三增益单元302电连接该负截波器301，用以接收该第三截波电压Vc3并与该第三电压增益P3相乘以产生第三模拟输出电压Vo3，即该第三模拟输出电压Vo3为该第三截波电压Vc3与该第三电压增益P3的乘积(Vo3＝Vc3×P3)。

该微控制单元40电连接该第一电路10、该第二电路20及该第三电路30，并包含模拟数字转换单元401及频率运算单元402。其中，该模拟数字转换单元401，具有两个或两个以上输入通道以接收该第一模拟输出电压Vo1、该第二模拟输出电压Vo2及该第三模拟输出电压Vo3，并分别将这些模拟输出电压转换为对应的第一数字输出值N1、第二数字输出值N2、及第三数字输出值N3。

尤其，当该第一增益电压Vp1为正值时，则该微控制单元40转换该第一数字输出值N1为第一转换数字输出值N1’，然后再和该第二数字输出值N2及该第三数字输出值N3进行比对以决定最大数字输出值。其中，该第一转换数字输出值N1’为将该模拟数字转换单元401所产生的最大数字值Nm减去该第一数字输出值N1(N1’＝Nm-N1)，并且，该最大数字值Nm由该模拟数字转换单元401的位数决定。例如，若该模拟数字转换单元401具有10位的分辨率，则最大数字值为1024(2¹⁰＝1024)。也就是说，当该第一增益电压Vp1为正值时，该微控制单元40以该第一转换数字输出值N1’与该第二数字输出值N2及该第三数字输出值N3进行比对以决定最大数字输出值；而当该第一增益电压Vp1为负值时，该微控制单元40以该第一数字输出值N1与该第二数字输出值N2及该第三数字输出值N3进行比对以决定最大数字输出值。另外，该频率运算单元402，其电连接该模拟数字转换单元401，并选择该第一数字输出值N1(当该第一增益电压Vp1为正值)或该第一转换数字输出值N1’(当该第一增益电压Vp1为负值)、该第二数字输出值N2、及该第三数字输出值N3比对结果的最大者，以产生对应的输出频率，以提高分辨率进而达到更精准的可变电压/频率控制。

以下借具体实施例对本发明进行更详细地说明。请参阅图5及图6，其分别为本发明第一电路的数字输出值与第三电路的数字输出值比对示意图及第一电路的数字输出值与第二电路的数字输出值比对示意图。该外部模拟输入电压Vin通常为-10～+10伏特之间，并同时输入该第一电路10、该第二电路20、及该第三电路30。该第三电路30的该负截波器301提供-10伏特电位的截波电压，而产生-10～+0伏特的第三截波电压Vc3；该第二电路20的该正截波器201提供+10伏特电位的截波电压，而产生0～+10伏特的第二截波电压Vc2；该第一电路10的该双向截波器101提供+1伏特电位及-1伏特电位的双向截波电压，而产生-1～+1伏特的第一截波电压Vc1。在下文中，将分别对该三个电路即第一电路10、第二电路20、第三电路30加以描述。

该第三电路30的该负截波器301产生-10～+0伏特的第三截波电压Vc3，并输出至具有第三电压增益为-0.5的该第三增益单元302。该第三增益单元302产生大小为0～+5伏特的第三模拟输出电压Vo3，即该第三模拟输出电压Vo3为该第三截波电压Vc3与该第三电压增益P3的乘积。

该微控制单元40的模拟数字转换单元401将该第三模拟输出电压Vo3转换为对应的第三数字输出值N3，其模拟数字转换如公式一：

N3＝2ⁿ×Vo3/5    (公式一)

其中，n为该模拟数字转换单元401的位数。

若n＝10，则该模拟数字转换单元401将该第三模拟输出电压Vo3转换为0～1023的该第三数字输出值N3，并传送至该频率运算单元402进行比对。

该第二电路20的该正截波器201产生0～+10伏特的第二截波电压Vc2，并输出至具有第二电压增益为+0.5的该第二增益单元202。该第二增益单元202产生大小为0～+5伏特的第二模拟输出电压Vo2，即该第二模拟输出电压Vo2为该第二截波电压Vc2与该第二电压增益P2的乘积。

该微控制单元40的模拟数字转换单元401将该第二模拟输出电压Vo2转换为对应的第二数字输出值N2，其模拟数字转换如公式二：

N2＝2ⁿ×Vo2/5    (公式二)

其中，n为该模拟数字转换单元401的位数。

若n＝10，则该模拟数字转换单元401将该第二模拟输出电压Vo2转换为0～1023的该第二数字输出值N2，并传送至该频率运算单元402进行比对。

该第一电路10的该双向截波器101产生0～+1伏特及-1～0伏特的双向第一截波电压Vc1，并输出至具有第一电压增益为+2.5的该第一增益单元102。该第一增益单元102产生大小为-2.5～+2.5伏特的第一增益电压Vp1。该第一增益电压Vp1再传送到具有直流电压偏移值Vdc为+2.5伏特的直流偏移单元103，以产生大小为0～+5伏特的第一模拟输出电压Vo1，即该第一模拟输出电压Vo1为该第一增益电压Vp1与该直流电压偏移值Vdc相加。

该微控制单元40的模拟数字转换单元401将该第一模拟输出电压Vo1转换为对应的第一数字输出值N1，其模拟数字转换如公式三：

N1＝2ⁿ×Vo1/5    (公式三)

其中，n为该模拟数字转换单元401的位数。

当该第一增益电压Vp1为正值时，则该微控制单元40转换该第一数字输出值N1为第一转换数字输出值N1’，其中该第一转换数字输出值N1’为将该模拟数字转换单元401所产生的最大数字值Nm减去该第一数字输出值N1；又该最大数字值Nm由该模拟数字转换单元401的位数决定，即最大数字值Nm等于2ⁿ，如公式四所表示：

N1’＝Nm-N1＝(2ⁿ-1)-N1    (公式四)

其中，n为该模拟数字转换单元401的位数。

若n＝10，且当该第一模拟输出电压Vo1为0～+2.5伏特，该模拟数字转换单元401将该第一模拟输出电压Vo1转换为该第一数字输出值N1，其值为0～512(参见公式三)；而当该第一模拟输出电压Vo1为2.5～5伏特，该模拟数字转换单元401则将该第一模拟输出电压Vo1转换为该第一转换数字输出值N1’，其值为511～0(参见公式四)。并该第一数字输出值N1或该第一转换数字输出值N1’传送至该频率运算单元402进行比对。

该频率运算单元402，其电连接该模拟数字转换单元401，并选择该第一数字输出值N1(当该第一增益电压Vp1为正值)或该第一转换数字输出值N1’(当该第一增益电压Vp1为负值)、该第二数字输出值N2、及该第三数字输出值N3的最大者，以产生对应的输出频率。

其中，该输出频率的计算如下：

(1)当该第三数字输出值N3为该模拟数字转换单元401的最大数字输出值时：

则该频率运算单元402输出的频率f3为公式五所表示：

f3＝N3/2ⁿ×60(Hz)    (公式五)

(2)当该第二数字输出值N2为该模拟数字转换单元401的最大数字输出值时：

则该频率运算单元402输出的频率f2为公式六所表示：

f2＝N2/2ⁿ×60(Hz)    (公式六)

(3)当该第一数字输出值N1为该模拟数字转换单元401的最大数字输出值时：

则该频率运算单元402输出的频率f1为公式七所表示：

f1＝N1/2ⁿ×60(Hz)    (公式七)

(4)当该第一转换数字输出值N1’为该模拟数字转换单元401的最大数字输出值时：

则该频率运算单元402输出的频率f1’为公式八所表示：

f1’＝N1’/2ⁿ×60(Hz)    (公式八)

下面再从电压变动分辨率的角度进行说明。

(1)当该模拟输入电压Vin为-10～0伏特时，该第三电路30所提供的该第三模拟输出电压Vo3与该模拟输入电压Vin的电压变动量ΔV3关系为：

ΔV3＝(0-(-10))/(5-0)×0.1＝0.2(伏特)

即，当模拟输入电压Vin只要变动0.2伏特时，该微控制单元40就能接受该第三模拟输出电压Vo3为0.1伏特，故该电压变动量ΔV3比公知技术的电压变动量ΔV＝0.4伏特更佳，即具有更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

(2)当该模拟输入电压Vin为0～+10伏特时，该第二电路20所提供的该第二模拟输出电压Vo2与该模拟输入电压Vin的电压变动量ΔV2关系为：

ΔV2＝(10-0)/(5-0)×0.1＝0.2(伏特)

即，当模拟输入电压Vin只要变动0.2伏特时，该微控制单元40就能接受该第二模拟输出电压Vo2为0.1伏特，故该电压变动量ΔV2比公知技术的电压变动量ΔV＝0.4伏特更佳，即具有更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

(3)当该模拟输入电压Vin为-1～+1伏特时，该第一电路10所提供的该第一模拟输出电压Vo1与该模拟输入电压Vin的电压变动量ΔV1关系为：

ΔV1＝(1-(-1))/(5-0)×0.1＝0.04(伏特)

即，当模拟输入电压Vin只要变动0.04伏特时，该微控制单元40就能接受该第一模拟输出电压Vo1为0.1伏特，故该电压变动量ΔV1比公知技术的电压变动量ΔV＝0.4伏特更佳，即具有更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。

综上所述，本发明较公知技术具有下列优点：

1、经由处理模拟输入电压信号，在小信号电压时产生较大增益，在产生小信号部分外的电压时产生较小增益，从而达到输出频率的连续性。

2、可提供更精准的分辨率以准确控制待驱动装置。