用于在基于OFDM/OFDMA的MIMO系统中估计和补偿时间偏移和/或载频偏移的设备和方法

摘要

本发明涉及一种用于在多输入多输出(MIMO)通信系统中对时间偏移和载频偏移进行估计和补偿的设备和方法，该多输入多输出通信系统支持正交频分复用(OFDM)或正交频分复用接入(OFDMA)。根据本发明，计算通过接收天线接收到的同一发射天线的导频信号的相位差。然后，对导频信号的相位差执行反正切运算，以计算时间偏移线性相位和/或载频偏移线性相位。另外，通过采用时间偏移线性相位和/或载频偏移线性相位来得到时间偏移补偿值和/或载频偏移补偿值。通过采用时间偏移补偿值和/或载频偏移补偿值来对关于导频和数据的时间偏移和/或载频偏移进行补偿。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于在多输入多输出(MIMO)通信系统中对时间偏移和/或载频偏移进行估计和补偿的设备和方法，更具体地，涉及一种用于在MIMO无线通信系统(其中，使用IEEE 802.16d/e、WiBro、和WiMAX标准规范并且支持正交频分复用(OFDM)或正交频分复用接入(OFDMA，正交频分多址))中对时间偏移和/或载频偏移进行估计和补偿的设备和方法。

背景技术

在支持IEEE 802.16d/e、WiBro、和WiMAX标准规范的无线通信系统中，为了基站和终端之间的顺畅通信，在基站和终端之间形成的信道的特性必须是已知的。为此，首先必须在基站和终端之间建立同步，并且振荡器的操作还必须是精确的。然而，就接收侧而言，由于各种因素(例如，在发送侧和接收侧之间的多径特性、以及随着终端或无线电波障碍物移动而发生的时变特性)而产生时间偏移和载频偏移。这会导致在接收侧方面的接收性能退化。因此，接收侧必须始终如一地估计时间偏移和载频偏移并根据估计结果对时间偏移和载频偏移进行补偿。

发明内容

技术问题

因此，考虑到在现有技术中存在的上述问题而作出本发明，并且本发明的目的在于提供一种在多输入多输出通信系统中可以计算时间偏移估计值的时间偏移估计设备及其方法。

本发明的另一个目的在于提供一种在多输入多输出通信系统中可以计算载频偏移估计值的载频偏移估计设备及其方法。

本发明的又一个目的在于提供一种在多输入多输出通信系统中可以在部分使用子信道(PUSC)模式下估计和补偿时间偏移和载频偏移的时间偏移和载频偏移补偿设备及其方法。

技术解决方案

为了以上目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于在支持OFDM或OFDMA的MIMO通信系统中估计时间偏移的设备，该设备包括：前导(preamble)线性相位计算器，用于通过采用包括在多个接收天线中的每一个的接收信号帧中的前导来计算前导线性相位；导频线性相位计算器，用于通过多个接收天线来接收从使用不同导频图案(pattern)的多个发射天线发送的信号，并且通过采用分别从接收天线接收到的多个发射天线的导频图案来计算导频线性相位；以及时间偏移运算器，用于通过采用计算得到的前导线性相位和计算得到的导频线性相位来计算时间偏移。

根据本发明的另一个方面，用于在支持OFDM或OFDMA的MIMO通信系统中估计频率偏移的设备包括：相位差运算器，用于通过多个接收天线分别接收从采用不同导频图案的多个发射天线发送的信号，并计算分别从接收天线接收到的从多个发射天线发送的帧的导频发送单元(transmission unit)的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差；相位差累加器，用于对相位差进行累加以生成相位差累加值；以及频率偏移运算器，用于将相位差累加值转换为载频偏移估计值。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于在OFDM通信系统中对时间偏移和载频偏移进行补偿的设备，该设备包括：导频信号相位差运算器，用于根据接收信号计算导频信号的相位差；时间偏移和载频偏移线性相位运算器，用于对导频信号的相位执行运算，以计算时间偏移线性相位和载频偏移线性相位；以及时间偏移和载频偏移补偿值运算器，用于对时间偏移线性相位和载频偏移线性相位执行运算，以计算时间偏移补偿值和载频偏移补偿值。

根据本发明的又一个方面，提供了一种在支持OFDM或OFDMA的MIMO通信系统中估计时间偏移的方法，该方法包括以下步骤：通过采用包括在多个接收天线中的每一个的接收信号帧中的前导来计算前导线性相位；通过多个接收天线，接收从使用不同导频图案的多个发射天线发送的信号，并且通过采用分别从接收天线接收到的多个发射天线的导频图案来计算导频线性相位；以及通过采用计算得到的前导线性相位和计算得到的导频线性相位来计算时间偏移。

根据本发明的又一个方面，在支持OFDM或OFDMA的MIMO通信系统中估计频率偏移的方法包括以下步骤：通过多个接收天线分别接收从采用不同导频图案的多个发射天线发送的信号，并计算在分别从接收天线接收到的从多个发射天线发送的帧的导频发送单元的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差；对相位差进行累加以生成相位差累加值；以及将相位差累加值转换成载频偏移估计值。

根据本发明的再一方面，提供了一种在OFDM通信系统中对时间偏移和载频偏移进行补偿的方法，该方法包括以下步骤：计算接收信号中的导频信号的相位差；对导频信号的相位差执行运算，以计算时间偏移线性相位和载频偏移线性相位；以及对时间偏移线性相位和载频偏移线性相位执行运算，以计算时间偏移补偿值和载频偏移补偿值。

有益效果

根据本发明的用于估计时间偏移的设备和方法可以通过采用前导和导频来计算用于补偿导频和数据相位的时间偏移估计值。

在多输入多输出通信系统中，根据本发明的用于估计载频偏移的设备和方法可以通过采用在由接收天线接收到的关于发射天线的导频中从同一发射天线接收到的导频之间的相位差，计算载频偏移估计值。

在多输入/输出通信系统中，根据本发明的用于补偿时间偏移和载频偏移的设备和方法可以通过在PUSC模式下估计和补偿时间偏移和/或载频偏移来提高接收性能。

附图说明

图1是示出了可以应用根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的下行链路2×2MIMO系统的原理的示图；

图2是示出了根据本发明的按段的前导发送结构的示图；

图3示出了根据本发明实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的构造；

图4是图3中所示的时间偏移估计单元的实施例的详细构造；

图5是图4中所示的前导线性相位计算器的实施例的详细构造；

图6是图4中所示的导频线性相位计算器的实施例的详细构造；

图7是示出了在2×2MIMO中的DL(下行链路)PUSC模式的导频图案的示图；

图8是根据本发明的DL PUSC模式下的OFDMA符号和OFDMA子载波的示例性示图；

图9是示出了根据本发明实施例的时间偏移估计方法的流程图；

图10是图9的步骤S130的详细运算流程图；

图11是图9的步骤S140的详细运算流程图；

图12是图3中所示的载频偏移估计单元的实施例的详细构造；

图13是图3中所示的载频偏移估计单元的另一个实施例的详细构造；

图14是示出了根据本发明实施例的载频偏移估计方法的流程图；

图15是示出了根据本发明的另一个实施例的载频偏移估计方法的流程图；

图16是示出了可以应用根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的上行链路2×2MIMO系统的原理的示图；

图17是示出了在2×2MIMO中的UL(上行链路)PUSC模式的导频图案的示图；

图18示出了根据本发明的另一个实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的构造；

图19是图18中所示的偏移估计单元的实施例的详细构造；

图20是图19中所示的COS和SIN运算器的实施例的详细构造；

图21是图18中所示的偏移估计单元的另一个实施例的详细构造；

图22是示出了根据本发明实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿方法的流程图；

图23是示出了图22中所示的步骤S350的实施例的详细运算流程图；以及

图24是示出了根据本发明的另一个实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿方法的流程图。

具体实施方式

下文中，将参考附图描述本发明的示例性实施例。贯穿以下描述和附图，虽然相同的元件在不同的附图中被示出，但相同的元件仍用相同的参考标号来表示。另外，在本发明的以下描述中，当结合于本文中的已知功能和配置的详细描述可能使本发明的主题稍微不清楚时，将省略已知功能和配置的详细描述。

在详细描述之前，在本说明书中所使用的术语“通信终端”是指支持OFDM方案或OFDMA方案的通信终端，优选地，是指在使用IEEE 802.16d/e、WiBro、和WiMAX标准规范的无线通信系统中支持PUSC、全部使用子信道(FUSC)、和带自适应调制编码(AMC)信道模式的通信终端。另外，在本发明的详细描述中仅描述了PUSC信道模式。然而，本发明还可以应用于FUSC和带AMC信道模式。

另外，在本说明书中所使用的术语“无线通信系统”可以是指基于IEEE 802.16d/e标准、WiBro、和WiMAX之一的系统。

另外，在本说明书中所使用的术语“符号”是指OFDMA或OFDM符号。

根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备可以应用于MIMO系统，并且示出了2×2MIMO。

参考图1，分别地，基站BS(即，无线通信系统的发送侧)通过两个发射天线TxAnt0、TxAnt1中的一个天线发送前导，并且通信终端MS接收通过两个接收天线RxAnt0、RxAnt1接收到的信号。同时，导频信号分别从两个发射天线发送并由两个接收天线接收。

图2根据本发明。如图2所示，在多个子载波的右侧和左侧上配置用于降低相邻频带的干扰的保护间隔(guard)，并且配置DC子载波(即，空子载波)。

另外，在一段内，前导子载波位于预定距离(图2中的‘3’)，并且其可以用于初始同步、小区搜索、频率偏移、和信道估计。另外，前导信号具有比数据信号和导频信号更高的信号电平，并且有利于在不利的信道条件下的信号获取。

下文中，将仅参考2×2 MIMO描述本发明。例如，将参考无线通信系统(其中，通信终端包括两个接收天线，并且从包括在基站中的两个发射天线接收信号)的结构来描述本发明。然而，2×2MIMO仅是本发明的一个实施例，而本发明并不限于此。

图3示出了根据本发明实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的构造。例如，本实施例是一种其中通过通信终端接收从基站发送的DL PUSC模式的信号并估计时间偏移和载频偏移的实施例。

参考图3，根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备包括快速傅里叶变换(FFT)单元100、信号提取器200、偏移估计单元300、偏移补偿单元400等。

FFT单元100可以包括彼此分离的第一FFT单元110和第二FFT单元120。第一FFT单元110和第二FFT单元120通过对分别通过通信终端的第一接收天线和第二接收天线接收到的基带的接收信号(第一接收信号和第二接收信号)执行FFT，来使时域变换为频域。通过第一接收天线和第二接收天线接收到的基带的时域信号可以分别通过第一FFT单元110和第二FFT单元120变换为频域，但是可以通过仅一个FFT单元变换为频域。

变换后的接收信号分别包括接下来在信号提取器200中被分离和提取的前导信号、导频信号、数据信号等。换句话说，前导提取器210从被转换成频域的第一接收信号和第二接收信号中提取出前导，并将前导发送至偏移估计单元300。导频提取器220从被转换成频域的第一接收信号和第二接收信号中提取出导频，并将导频发送至偏移估计单元300。在此情况下，包括在接收信号中的从两个发射天线发送的导频具有不同的导频图案。

以下参考图4至图11详细描述根据本发明的时间偏移估计单元。

如图4所示，时间偏移估计单元310包括前导线性相位计算器311、导频线性相位计算器312、和时间偏移运算器313。

前导线性相位计算器311基于通过前导提取器210提取的前导来计算前导线性相位。导频线性相位计算器312通过采用从两个发射天线发送并由导频提取器220提取的导频中从同一发射天线发送的导频，来计算导频线性相位。另外，时间偏移运算器313通过采用由前导线性相位计算器311和导频线性相位计算器312计算得到的线性相位来对时间偏移进行运算。如上所述的计算得到的时间偏移用于在时间偏移补偿单元410中根据时间偏移来对导频和数据的相位变化进行补偿。

图5是图4中所示的前导线性相位计算器的实施例的详细构造。

参考图5，前导线性相位计算器311包括前导相位差运算器311a、前导相位差累加器311b、和前导线性相位运算器311c。

可以通过使用第一前导相位差运算器和第二前导相位差运算器(未示出)来实现前导相位差运算器311a。第一前导相位差运算器和第二前导相位差运算器计算分别包括在第一FFT单元110和第二FFT单元120中变换的接收信号中的前导的相位差。第一前导相位差运算器和第二前导相位差运算器中的每一个均可以输出使计算得到的相位差乘以预定前导权重(weight)的值。前导权重可以具有基于每个接收天线的不同值。以上已描述了前导相位差运算器311a由分别计算包括在接收信号中的前导的相位差的第一前导相位差运算器和第二前导相位差运算器构成。然而，前导相位差运算器311a可以包括一个功能单元，并且该功能单元可以接收两个接收信号并输出添加了包括在两个接收信号中的前导的相位差的值。

前导相位差累加器311b可以通过使用第一前导相位差累加器和第二前导相位差累加器(未示出)来实现。第一前导相位差累加器和第二前导相位差累加器分别累加在第一前导相位差运算器和第二前导相位差运算器中计算得到的相位差，并对相位差进行累加。前导相位差累加器311b可以包括一个功能单元而不是两个前导相位差累加器，并输出添加了两个相位差累加值的值。

前导线性相位运算器311c将相对于各个前导生成的累加后的相位差累加值转换成前导线性相位。前导线性相位运算器311c通过对分别由第一前导相位差累加器和第二前导相位差累加器生成的相位差累加值执行反正切运算，来将相位差累加值转换成前导线性相位。前导线性相位运算器311c可以包括查找表(在该查找表中记录了相位差累加值和对应于该相位差累加值的前导线性相位(反正切值))，并且可以参考查找表来将相位差累加值变换为前导线性相位。

如上所构造的前导线性相位计算器311在接收到图2中所示的前导信号时可以通过采用〔等式1〕或〔等式2〕来得到前导线性相位θ_{TO_pre}。

〔等式1〕

〔等式2〕

其中，在每一段中，p_k是指前导，k是指子载波索引(index)，m是指接收天线索引，以及W0是指预定的前导权重。

如从〔等式1〕和〔等式2〕可以看出，通过使分别由接收天线接收到的前导的相位差乘以预定的前导权重W0、对以接收天线为单位乘以了前导权重的相位差进行累加、然后对累加的相位差执行反正切运算，来得到前导线性相位。在此情况下，1/6意味着在每一个段中前导子载波索引中存在六种差异以得到相位差。换句话说，如果通过前导p_k和p_k+2来计算相位差，则在两个前导导频(preamble pilot)之间存在六个子载波索引。将反正切运算结果乘以1/6，从而产生前导线性相位。因而，用于得到前导线性相位的前导导频之间的距离可以随条件而变化，并且不确定导频之间的距离。此外，〔等式1〕的优势在于，由于对关于由两个接收天线接收到的前导的相位差累加值执行反正切运算一次，所以与〔等式2〕相比，可以简化硬件结构。

图6是图4中所示的导频线性相位计算器的实施例的详细构造。

参考图6，导频线性相位计算器312包括导频相位差运算器312a、导频相位差累加器312b、和导频线性相位运算器312c。

导频相位差运算器312a可以通过使用第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器(未示出)来实现。第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器计算关于在PUSC信道模式下的多个发射天线的导频(其分别包括在第一FFT单元110和第二FFT单元120中变换的接收信号中)中从同一发射天线接收到的导频之间的相位差。换句话说，第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器计算在从第一发射天线TxAnt0接收到的导频之间的相位差和在从第二发射天线TxAnt1接收到的导频之间的相位差。导频相位差运算器312a可以输出其中使计算得到的相位差乘以预定导频权重的值。导频权重可以具有基于每个接收天线或群集(cluster)的不同值。以上已描述，导频相位差运算器312a由第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器构成，并且第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器分别计算在包括在接收信号中并从同一发射天线接收到的导频之间的相位差。然而，导频相位差运算器312a可以包括一个功能单元，并且该功能单元可以输出添加了两个相位差的值。导频相位差累加器312b可以通过使用第一导频相位差累加器和第二导频相位差累加器(未示出)来实现。第一导频相位差累加器和第二导频相位差累加器对在第一导频相位差运算器和第二导频相位差运算器中计算得到的相位差分别进行累加，并生成相位差累加值。导频相位差累加器312b可以包括一个功能单元而不是两个导频相位差累加器，并且输出添加了两个相位差累加值的值。导频线性相位运算器312c将从导频相位差累加器312b生成的相位差累加值(即，从第一导频相位差累加器生成的相位差累加值和从第二导频相位差累加器生成的相位差累加值)转换成导频线性相位。导频线性相位运算器312c通过对由导频相位差累加器312b生成的相位差累加值执行反正切运算，来将相位差累加值转换成导频线性相位。导频线性相位运算器312c可以包括其中记录了相位差累加值和对应于相位差累加值的导频线性相位(反正切值)的查找表，并且可以参考查找表来将相位差累加值变换成导频线性相位。

图7是分别从两个发射天线发送的导频图案的实施例。仅供参考，图7的导频图案是在DL PUSC模式下。

参考图7，从每个发射天线发送的信号包括导频子载波、数据子载波、和空子载波。可以看出，导频子载波具有不同的导频图案。即，第一发射天线TxAnt0发送导频p0、p3，并且空子载波位于将发出第二发射天线的导频p1、p2的部分处。第二发射天线TxAnt1发送导频p1、p2，并且空子载波位于将发出第一发射天线的导频p0、p3的部分处。因而，如果发送图7中所示的两个导频图案，那么通信终端的接收天线接收如图8所示的导频图案。

以下，参考图8描述以上提及的导频线性相位计算器312。

如果接收到如图8所示的DL PUSC信道模式的导频信号，那么导频线性相位计算器312可以根据OFDMA符号索引值来通过采用〔等式3〕至〔等式6〕得到导频线性相位θ_{TO_pil}。

换句话说，在当图8中所示的OFDMA符号索引是0、1、4、5、8、9、12、13、16、17、20、21时的群集单元中，可以通过采用〔等式3〕或〔等式4〕得到导频线性相位θ1_{TO_pil}。在当OFDMA符号索引是2、3、6、7、10、11、14、15、18、19、22、23时的群集单元中，可以通过采用〔等式5〕或〔等式6〕得到导频线性相位θ2_{TO_pil}。

〔等式3〕

$>{\theta 1}_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{4}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}\right)$>

〔等式4〕

$>{\theta 1}_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{2}[\frac{1}{4}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)+\frac{1}{4}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)]$>

〔等式5〕

$>{\theta 2}_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{12}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}\right)$>

〔等式6〕

$>{\theta 2}_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{2}[\frac{1}{12}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)+\frac{1}{12}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)]$>

其中，p0、p3是指从第二发射天线TxAnt1发送的导频，p1、p2是指从第一发射天线TxAnt0发送的导频，m是指接收天线索引，c是指群集索引，W1是指预定的导频权重，以及Num是指通过模拟而预先确定的值。当信道条件较恶劣时，Num值可以被设为高，优选地，最大值为720以下。

如从〔等式3〕至〔等式6〕可以看出，可以通过将从同一发射天线发送的导频p0、p3或p1、p2之间的相位差乘以预定的导频权重W1、基于每个接收天线对乘以了导频权重的相位差进行累加、然后对累加得到的相位差执行反正切运算，来得到导频线性相位θ1_{TO_pil}或θ2_{TO_pil}。在〔等式3〕和〔等式5〕中，1/4和1/12意味着在图8中所示的导频之间存在四个或十二个OFDMA子载波相位差。另外，同样显而易见的是，如果在从同一发射天线接收到的导频之间的OFDMA子载波的差异变化，那么改变〔等式4〕和〔等式6〕中所示的值1/4和1/12。同时，在〔等式3〕和〔等式5〕的情况下，优点在于，由于仅对关于从两个接收天线接收到的DLPUSC信道模式的导频的相位差累加值执行反正切运算一次，所以可以简化硬件结构。另外，在〔等式4〕和〔等式6〕的情况下，优点在于，可以通过计算关于每个相位差累加值的反正切运算得到精确的线性相位值。

如果概括以上描述，则可以用〔等式7〕或〔等式8〕来表示出图8中所示的导频线性相位θ_{TO_pil}。

〔等式7〕

$>{\theta }_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{b}{\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·W1(m,c))\right\}}\right\}$>

〔等式8〕

$>{\theta }_{\mathrm{TO}\_\mathrm{pil}}=\frac{1}{2}[\frac{1}{b}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)+\frac{1}{b}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}·W1(m,c)\}}\right)]$>

其中，b是指从同一发射天线发送的导频之间的子载波距离。即，值b是当值c改变时变化的动态值。例如，值b可以是4或12。从图8还可以看出，OFDMA符号索引差是‘1’。OFDMA符号索引差可以具有取决于其实施方式的适当值。

根据本发明的以上时间偏移估计单元可以根据〔等式1〕至〔等式8〕通过仅采用前导、仅采用导频信号、或采用前导和导频信号来估计时间偏移。即，当前导权重W0被设为‘0’时，可以通过仅采用导频信号来估计时间偏移，以及当导频权重W1被设为‘0’时，可以通过仅采用前导来估计时间偏移。在此情况下，可以基于从每个接收天线中的前导测量得到的信道信息(例如，载波干扰和噪声比(CINR)信息)、从导频测量得到的信道信息等来设置权重值。

如上所述，如果前导线性相位θ_{TO_pre}和导频线性相位θ_{TO_pil}是分别通过前导线性相位计算器311和导频线性相位计算器312得到的，那么时间偏移运算器313基于这两个值来计算或估计时间偏移。

即，如〔等式9〕中所示，根据添加了两个线性相位值的线性相位值Phase_TO来计算时间偏移。

〔等式9〕

Phase_TO＝θ_{TO_pre}+θ_{TO_pil}

图9是示出了根据本发明实施例的时间偏移估计方法的流程图，并且它是示出了在基于IEEE 802.16d/e标准、WiBro、和WiMAX中的任一个的系统中支持DL PUSC信道模式的MIMO通信终端的运算流程图。

参考图9，在步骤S110中，将由包括在通信终端中的多个接收天线接收到的基带的时域信号变换成频域信号。可以通过FFT执行频域信号的变换。

在步骤S120中，从变换成频域的接收信号中提取前导和导频。

在步骤S130中，通过使用在步骤S120中提取出的前导来计算前导线性相位。以类似的方式，在步骤S140中，通过使用在步骤S120中提取出的导频来计算导频线性相位。通过使用在从包括在接收信号中并且与多个发射天线有关的导频中从同一发射天线接收到的导频来计算导频线性相位。

在步骤S150中，基于在步骤S130和S140中计算得到的前导线性相位和导频线性相位来对时间偏移进行运算。时间偏移用于对导频和数据相位的变化进行补偿。

以上已描述，在上述步骤之中计算前导线性相位的步骤S130和计算导频线性相位的步骤S140是同时执行的。然而，可以首先执行两个步骤中的一个，接下来再执行两个步骤中的另一个。

图9是关于图9中所示的步骤S130的实施例的详细运算流程图。

参考图10，在步骤S132中，计算包括在分别由接收天线接收到的接收信号中的前导之间的相位差。在此情况下，可以输出其中使前导之间的相位差乘以预定的前导权重的值。前导权重可以具有取决于接收天线的不同值。可以基于每个接收天线计算和输出计算得到的相位差，或者可以输出全部添加了基于每个接收天线计算得到的相位差的值。

在步骤S134中，对在步骤S132中计算得到的相位差进行累加以生成相位差累加值。换句话说，对分别由接收天线接收到的前导之间的相位差、或其中使前导之间的相位差乘以前导权重的值进行累加，以生成相位差累加值。所生成的相位差累加值可以是其中添加了关于由所有接收天线接收到的前导的相位差累加值的值，或者可以生成关于基于每个接收天线计算得到的前导相位差的累加值。

在步骤S136中，将在步骤S134中生成的相位差累加值变换成前导线性相位。即，接收其中添加了关于由所有接收天线接收到的前导的在步骤S134中计算得到的相位差累加值的值，或者基于每个接收天线接收关于前导相位差的累加值，然后将其变换为前导线性相位。可以通过反正切运算将相位差累加值变换为前导线性相位。参考其中记录了相位差累加值和对应于相位差累加值的前导线性相位(反正切值)的查找表，可以通过反正切运算将相位差累加值变换成前导线性相位。

在包括以上步骤的前导线性相位计算处理中，当在2×2 MIMO中接收到如图2中所示的前导信号时，可以通过采用〔等式1〕得到前导线性相位θ_{TO_pre}。已参考根据本发明的时间偏移估计单元给出〔等式1〕的描述，并且省略了它们的重复说明。

图11是关于图9中所示的步骤S140的实施例的详细运算流程图。

参考图11，在步骤S142中，计算分别由接收天线接收到并与DL PUSC信道模式下的多个发射天线有关的导频中对应于同一发射天线的导频之间的相位差。即，计算从多个发射天线发送的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差。在此情况下，可以输出其中使导频之间的相位差乘以预定的导频权重的值。导频权重可以具有基于每个接收天线或每个群集的不同值。可以基于每个接收天线计算所计算得到的导频之间的相位差然后将其输出，或者可以输出其中全部添加了基于每个接收天线计算得到的相位差的值。

在步骤S144中，对在步骤S142中计算得到的相位差进行累加以生成相位差累加值。换句话说，可以累加分别包括在接收天线的接收信号中并且从在DL PUSC信道模式下的多个同一发射天线发送的导频之间的相位差、或者其中使导频之间的相位差乘以导频权重的值，以生成相位差累加值。所生成的相位差累加值可以是其中添加了关于由所有接收天线接收到的导频的相位差累加值的值，或者可以生成关于基于每个接收天线计算得到的导频之间的相位差的累加值。

在步骤S146中，将在步骤S144中生成的相位差累加值变换成导频相位差。即，接收其中添加了在步骤S144中基于每个接收天线计算得到的导频相位差累加值的值，或者基于每个接收天线接收关于导频之间的相位差的累加值，然后将其变换成导频线性相位。可以通过反正切运算将相位差累加值变换成导频线性相位。参考其中记录了相位差累加值和对应于相位差累加值的导频线性相位反正切值的查找表，可以通过反正切运算将相位差累加值变换成导频线性相位。

在包括以上步骤的导频线性相位计算处理中，当在2×2MIMO中接收到图8中所示的导频信号时，可以通过采用〔等式3〕和〔等式5〕或〔等式7〕、或者〔等式4〕和〔等式6〕或〔等式8〕得到导频线性相位θ_{TO_pil}。已参考根据本发明的时间偏移估计单元描述〔等式3〕至〔等式8〕，并且省略了它们的重复描述。

以下参考图12至图15详细描述根据本发明的载频偏移估计单元。

如图12所示，载频偏移估计单元320包括相位差运算器321、相位差累加器322、反正切运算器323、频率变换运算器324、和平均频率运算器325。

相位差运算器321计算从导频提取器220提取出的关于两个发射天线的导频中包括在帧的导频发送单元(群集)并从同一发射天线发送的导频(即，导频音(pilot tone))之间的相位差。相位差运算器321可以通过使用第一相位差运算器和第二相位差运算器(未示出)来实现。第一相位差运算器计算包括在第一接收信号中并且与两个接收天线有关的导频中从第一接收天线发送的导频之间的相位差、以及从第二发射天线发送的导频之间的相位差。第二相位差运算器计算包括在第二接收信号中并且与两个发射天线有关的导频中从第一发射天线发送的导频之间的相位差、以及从第二发射天线发送的导频之间的相位差。

第一相位差运算器和第二相位差运算器可以输出使计算得到的相位差乘以预定权重的值。权重可以具有基于每个接收天线或每个群集的不同值。另外，可以基于CINR值来设置权重。

相位差累加器322生成关于在相位差运算器321中计算得到的相位差的累加值。相位差累加值322可以通过使用第一相位差累加器和第二相位差累加器(未示出)来实现。第一相位差累加器生成关于在第一相位差运算器中计算得到的相位差的累加值。第二相位差累加器生成关于在第二相位差运算器中计算得到的相位差的累加值。当然，当使相位差乘以权重时，生成乘以了权重的相位差累加值。

反正切运算器323通过对相位差累加值执行反正切运算来将在相位差累加器322中生成的相位差累加值转换成线性相位值。反正切运算器323可以通过使用第一反正切运算器和第二反正切运算器(未示出)来实现。第一反正切运算器将从第一相位差累加器生成的相位差累加值转换成反正切值。第二反正切运算器将从第二相位差累加器生成的相位差累加值转换成反正切值。反正切运算器可以包括其中记录了相位差累加值和对应于相位差累加值的反正切值(即，线性相位值)的查找表。可以参考查找表来将相位差累加值变换成线性相位值。

频率变换运算器334将弧度单位的线性相位值转换成频率(Hz)单位的载频偏移估计值。为了防止可能由于信道条件的突然改变等而出现的载频偏移的测量误差，可以另外配置平均频率运算器325。

平均频率运算器325生成关于每隔接收信号的一帧测量得到的载频偏移估计值的平均值。生成平均值的方法可以包括使用环路滤波器的方法、在预定帧期间得到由终端测量得到的载频偏移的平均值的方法等。

该处理测量得到的载频偏移可以通过自动频率控制器(AFC)经过振荡器的误差校正，从而防止通信终端的接收性能降低。

可以用〔等式10〕或〔等式11〕表示通过以上结构计算得到的载频偏移的线性相位θ_CFO(即，通过反正切运算器323变换的线性相位值)。

〔等式10〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}=\frac{1}{2}[{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}\right)+{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}\right)]$>

〔等式11〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·w(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·w(m,c)+\frac{p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}}{|p_2(m,c)·p_1{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}\right)$>

其中，p0、p3是指从第一发射天线TxAnt0发送的导频，p1、p2是指从第二发射天线TxAnt1发送的导频，m是指接收天线索引，c是指群集索引，w是指预定权重，以及Num是指通过模拟确定的值。当信道条件较差时，Num值可以被设为高，优选地，最大值为720以下。

如从〔等式10〕和〔等式11〕可以看出，可以通过使分别由接收天线接收到并且与两个发射天线有关的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差乘以预定权重w、基于每个接收天线累加乘以了权重的相位差、然后执行反正切运算，或者通过使关于从同一发射天线发送的导频的相位差乘以权重、得到基于每个接收天线或基于每个群集累加乘以了权重的相位差的值、然后对关于从每个发射天线发送的导频的相位差累加值执行反正切运算，来得到载频偏移的线性相位θ_CFO。即，可以通过得到关于在从发射天线发送的导频之间的相位差的累加值、然后对每个相位差累加值执行反正切运算，或者通过得到其中添加了从两个发射天线发送的导频之间的相位差的累加值、然后执行反正切运算，来得到载频偏移的线性相位值。

仅供参考，〔等式10〕的优点在于，可以通过对对应于两个发射天线的导频的相位差累加值执行反正切运算来得到线性相位的精确值。〔等式11〕的优点在于，由于仅对相位差累加值执行反正切运算一次，所以其可以简化硬件结构。

通过频率变换运算器334和平均频率运算器335将通过〔等式10〕或〔等式11〕得到的线性相位变换为载频偏移估计值并将该载频频率估计值输入至AFC。输入至AFC的载频偏移估计值可以用〔等式12〕来表示。

〔等式12〕

f_current[Hz]＝f_previous+α·Gain·θ_CFO

其中，f_current是指在当前帧处测量得到的载频偏移估计值，f_previous是指在前一帧以前平均计算得到的载频偏移估计值，Gain是指用于将弧度单位的相位值转换成频率单位的值的参数，α是指当环路滤波器用于平均值运算时的滤波器系数，以及θ_CFO是指载频偏移的线性相位。

同时，可以实现根据本发明的载频偏移估计单元320以通过采用其时间偏移已被补偿的导频来估计载频偏移。即，载频偏移估计单元320被配置为对关于从两个发射天线发送并包括在接收信号中的导频的时间偏移进行补偿，以及通过采用其时间偏移已被补偿的导频来得到载频偏移。

如图13所示，可以通过从时间偏移补偿单元410接收其时间偏移已被补偿的导频来计算载频偏移估计值。可选地，如图3所示，可以通过从时间偏移估计单元310接收时间偏移估计值然后直接对时间偏移估计值进行补偿来计算载频偏移估计值。

可以用〔等式13〕至〔等式16〕来表示已通过以上构造计算得到的载频偏移的线性相位θ_CFO(即，通过反正切运算器变换得到的线性相位值)。

〔等式13〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}\right\}$>

〔等式14〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}{\mathrm{Re}\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}{p}_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}·w(m,c)\}}\right\}$>

〔等式15〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}}{|p_0(m,c)·p_3{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}\right\}$>

〔等式16〕

$>{\theta }_{\mathrm{CFO}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}}{|p_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\underset{c=0}{\overset{\mathrm{Num}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{1}{\Sigma }}(\frac{p_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}}{|p_1(m,c)·p_2{(m,c)}^{*}|}·w(m,c))\right\}}\right\}$>

如从〔等式13〕至〔等式16〕可以看出，在对从两个发射天线发送的导频p0、p1、p2、和p3已补偿时间偏移的状态下，可以通过对从一个发射天线发送的导频之间的相位差累加值执行反正切运算来得到载频偏移的线性相位。即，通过使具有补偿时间偏移并从第一发射天线发送的导频p0、p3之间的相位差乘以权重，并且对通过基于每个接收天线和基于每个群集累加乘以了权重的相位差而生成的相位差累加值执行反正切运算，可以得到载频偏移的线性相位。可选地，通过使具有补偿时间偏移并从第二发射天线发送的导频p1、p3之间的相位差乘以权重，并且对通过基于每个接收天线和基于每个群集累加乘以了权重的相位差而生成的相位差累加值执行反正切运算，可以得到载频偏移的线性相位。

图14是示出了根据本发明实施例的载频偏移估计方法的流程图。图14的载频偏移估计方法被配置为通过采用在与多个发射天线有关并从多个接收天线(参考图8)接收到的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差来估计载频偏移。将相对于在基于IEEE 802.16d/e标准、WiBro、和WiMAX中的任一个的系统中支持DL PUSC模式的仅2×2 MIMO来描述根据本发明的载频偏移估计方法。然而，本发明并不限于2×2 MIMO。

参考图14，在步骤S210中，将从包括在通信终端中的第一接收天线和第二接收天线接收到的基带的时域信号变换成频域信号。可以通过FFT执行这种到频域信号的变换。

在步骤S220中，计算在从第一接收天线和第二接收天线接收到的导频中从同一发射天线发送的导频之间的相位差。即，通过相位差运算器计算从第一发射天线发送的导频之间的相位差和从第二发射天线发送的导频之间的相位差。在此情况下，可以使每一个计算得到的相位差乘以预定权重，并且可以基于接收天线计算相位差。权重可以具有基于每个接收天线或基于群集的不同值，并且权重可以基于CINR值来设置。

在步骤S230中，基于每个接收天线和基于每个群集累加从第一发射天线发送的导频之间的相位差和从第二发射天线发送的导频之间的相位差，从而生成相位差累加值。

在步骤S240中，对所生成的相位差累加值执行反正切运算，以便将相位差累加值转换成载频偏移的线性相位值(即，反正切值)。反正切运算器可以参考其中记录了相位差累加值和对应于相位差累加值的反正切值(线性相位值)的查找表来将相位差累加值变换成线性相位值。

在步骤S250中，将具有弧度单位的线性相位值变换成频率(Hz)单位的载频偏移估计值。为了防止可能由于信道条件的突然改变等而出现的载频偏移的测量误差，可以另外添加生成关于载频偏移估计值的平均值的处理。

换句话说，在步骤S260中，可以生成每隔接收信号的一帧测量得到的载频偏移估计值的平均值，使得可以生成即使在由信道条件引起改变的情况下仍然稳定的载频偏移估计值。生成关于载频偏移估计值的平均值的方法可以包括使用环路滤波器的方法、在预定帧期间得到由终端测量得到的载频偏移的平均值的方法等。

同时，图15是示出了根据本发明的另一个实施例的载频偏移估计方法的流程图。与图14的载频偏移估计方法相比，图15的载频偏移估计方法还包括：步骤S215，在估计载频偏移之前，对关于导频的时间偏移进行补偿。

换句话说，在步骤S210和步骤S215之间，相对于通过第一接收天线和第二接收天线接收到的信号来对通过采用对应于同一发射天线的导频估计的时间偏移进行补偿。对于用于对关于对应于同一发射天线的导频的时间偏移进行估计或补偿的技术，可以对以上描述进行参考。

同时，关于图14和图15，在实施根据本发明的载频偏移估计方法中，可以分别执行估计关于对应于第一发射天线的导频的载频偏移的处理和估计关于对应于第二发射天线的导频的载频偏移的处理。可以首先执行处理中的一个，然后可以执行处理中的另一个。

下文中，参考图16至图21描述根据本发明的另一个实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备。仅供参考，在本实施例中，如图16所示，描述了其中基站接收从通信终端发送的UL PUSC模式的信号并且估计时间偏移和载频偏移的2×2 MIMO类型。然而，本实施例并不限于图16的类型，而是可以应用于下行链路。

参考图16，通信终端MS(即，无线通信系统的发送侧)通过两个发射天线TxAnt0、TxAnt1发送具有不同图案的导频图案pilot_A、pilot_B，而基站BS(即，无线通信系统的接收侧)通过两个接收天线RxAnt0、RxAnt1来接收接收信号。

图17是示出了在2×2MIMO中的UL PUSC模式的导频图案的示图。图17a是在一个块(tile)中的时间偏移和载频偏移的示图。图17b示出了在2×2MIMO中从各个发射天线发送的导频图案pilot_A、pilot_B。

参考图17a，在UL PUSC块中，横轴表示符号索引轴，而纵轴表示载频索引轴。另外，P0至P3表示从发射天线发送的导频，以及d表示数据。因此，诸如的载频偏移是关于符号索引轴(横轴)方向根据导频P0生成的，并且诸如和的时间偏移是关于载频索引轴(纵轴)方向根据导频P0生成的。

参考图17b，通信终端MS的第一发射天线TxAnt0发送具有第一导频图案的导频信号导频_A，第二发射天线TxAnt1发送具有第二导频图案的导频信号导频_B，并且基站BS的第一接收天线RxAnt0和第二接收天线RxAnt1接收从两个发射天线发送的所有导频信号。

同时，图18示出了根据本发明的另一个实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备的构造。

参考图18，根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备包括FFT单元100、导频提取器220、偏移估计单元300、偏移补偿单元400等。

简单地对它们进行描述。FFT单元100通过对通过基站的第一接收天线和第二接收天线接收到的基带的接收信号(第一接收信号和第二接收信号)执行FFT来将时域转换为频域。导频提取器220从变换为频域的第一接收信号和第二接收信号中提取导频，并且将导频发送至偏移估计单元300。偏移估计单元300从所提取的导频估计时间偏移和/或载频偏移。偏移补偿单元400对所估计的时间偏移和/或载频偏移进行补偿。

对于构成元件的详细描述，可以对参考图3给出的描述进行参考。因而，省略了构成元件的详细描述。以下描述偏移估计单元300的另一个实施例。仅供参考，将参考图19至图21描述的偏移估计单元300并不具有如图3所示的包括时间偏移估计单元310和载频偏移估计单元320的结构，但是可以分成与时间偏移估计和载频偏移估计有关的元件。

参考图19，根据本发明的偏移估计单元300包括时间偏移和载频偏移线性相位运算器(下文中，称为“TO/CFO线性相位运算器”)330以及COS和SIN运算器340。

TO/CFO线性相位运算器330计算在从导频提取器220提取的导频信号中对应于同一发射天线的导频信号之间的相位差，并且计算时间偏移和载频偏移的线性相位。例如，可以对导频信号之间的相位差执行反正切运算，以便计算时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO。

COS和SIN运算器340通过对时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO执行余弦和正弦运算来计算时间偏移补偿值和载频偏移补偿值。

图20是COS和SIN运算器的实施例的详细构造。如图所示，COS和SIN运算器包括：COS和SIN运算模块341，用于对时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO执行余弦和正弦运算，以计算第一时间偏移补偿值cos(θ_TO)、sin(θ_TO)以及第一载频偏移补偿值cos(θ_CFO)、sin(θ_CFO)；以及倍角公式运算模块342，用于对第一时间偏移补偿值和第一载频偏移补偿值执行倍角公式，以计算第二时间偏移补偿值cos(θ_TO)、sin(θ_TO)和第二载频偏移补偿值cos(2θ_CFO)、sin(2θ_CFO)。即，通过COS和SIN运算模块341得到将在时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO中通过“COS和SIN(XilinxCordic)”补偿的cos(θ_TO)、sin(θ_TO)、cos(θ_CFO)、和sin(θ_CFO)，并且通过倍角公式运算模块342计算剩余的补偿值cos(2θ_TO)、sin(2θ_TO)、cos(2θ_CFO)、sin(2θ_CFO)、cos(3θ_TO)、sin(3θ_TO)、cos(3θ_CFO)、sin3(θ_CFO)......。通过倍角公式运算模块342运算的倍角公式与〔等式17〕所示的等式相同。倍角公式用于通过重复的循环运算来得到关于倍角的余弦值和正弦值。

〔等式17〕

sin(nθ_TO)＝2sin((n-1)θ_TO)cos(θ_TO)-sin((n-2)θ_TO)

cos(nθ_TO)＝2cos((n-1)θ_TO)cos(θ_TO)-cos((n-2)θ_TO)

sin(nθ_CFO)＝2sin((n-1)θ_CFO)cos(θ_CFO)-sin((n-2)θ_CFO)

cos(nθ_CFO)＝2cos((n-1)θ_CFO)cos(θ_CFO)-cos((n-2)θ_CFO)

然而，通过本发明的倍角公式运算模块342运算的倍角公式并不限于〔等式17〕中所示的以上公式，而是可以包括本领域的普通技术人员公知的任何公式。计算得到的时间偏移补偿值和计算得到的载频偏移补偿值用于在偏移补偿单元400中对时间偏移和载频偏移进行补偿。

同时，图21示出了图18中所示的偏移估计单元300的另一个实施例。参考图21，根据本发明的偏移估计单元300包括时间偏移相位差运算器351、载频偏移相位差运算器352、第一平方根运算器353、和第二平方根运算器354。

时间偏移相位差运算器351根据由导频提取器220提取的对应于同一发射天线的导频信号计算时间偏移相位差。按照类似的方式，载频偏移相位差运算器352根据由导频提取器220提取的对应于同一发射天线的导频信号计算载频偏移相位差。例如，在采用图17中所示的UP PUSC模式的导频的情况下，时间偏移相位差运算器351可以输出(即，时间偏移相位差)，以及载频偏移相位差运算器352可以输出(即，载频偏移相位差)。

另外，用于得到三分之一角度的第一平方根运算器353采用三角函数三分之一角度公式对时间偏移相位差执行运算以得到采用三角函数2倍角公式对所得到的执行运算以得到并且输出值和另外，用于得到半角的第二平方根运算器354采用三角函数半角公式对载频偏移相位差执行运算以得到然后输出值

以下的〔等式18〕示出了在第一平方根运算器353和第二平方根运算器354中所使用的公式。

〔等式18〕

$>\cos \frac{\theta }{2}=\sqrt{\frac{1+\cos \theta }{2}}$>  $>\sin \frac{\theta }{2}=\pm \sqrt{\frac{1-\cos \theta }{2}}$>

$>\cos \frac{\theta }{3}=\sqrt{\frac{\cos \theta +3}{4}}$>  $>\sin \frac{\theta }{3}=\sqrt{\frac{\sin \theta -3}{-4}}$>

另外，时间偏移补偿值和载频偏移补偿值是通过诸如牛顿的方法、逐次近似法、和二项式级数法的方法来计算得到的。这些值被用于在补偿偏移补偿单元400中对时间偏移和载频偏移进行补偿。下文中，参考图22至图24描述根据本发明的另一个实施例的时间偏移和载频偏移估计和补偿方法。

参考图22，在步骤S310中，将由包括在通信终端的多个接收天线接收到的基带的时域信号变换成频域信号。可以通过FFT执行这种到频域信号的变换。在步骤S320中，从变换成频域的接收信号分别提取导频。

在步骤S330，通过采用在步骤S320中提取的导频中从同一发射天线发送的导频来计算用于时间偏移估计的相位差(下文中，称为“时间偏移相位差”)和用于载频偏移估计的相位差(下文中，称为“载频偏移相位差”)。

在步骤S340中，对已在步骤S330中计算得到的时间偏移相位差和载频偏移相位差执行反正切运算，以计算时间偏移线性相位和载频偏移线性相位。

在步骤S350中，COS和SIN运算器对时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO执行余弦和正弦运算，以计算时间偏移补偿值C_TO；cos(θ_TO)、sin(θ_TO)、cos(2θ_TO)、sin(2θ_TO)、cos(3θ_TO)、sin(3θ_TO)...，以及载频偏移补偿值CC_FO；cos(θ_CFO)、sin(θ_CFO)、cos(2θ_CFO)、sin(2θ_CFO)、cos(3θ_CFO)、sin(3θ_CFO)...。

最后，在步骤S360中，通过反映对导频和数据计算得到的时间偏移补偿值和计算得到的载频偏移补偿值来对时间偏移和载频偏移进行补偿。

图23是示出了图22中所示的步骤S350的实施例的详细运算流程图。

参考图23，在步骤S352中，COS和SIN运算模块对时间偏移线性相位θ_TO和载频偏移线性相位θ_CFO分别执行余弦和正弦运算，以计算值cos(θ_TO)、sin(θ_TO)、cos(θ_CFO)、和sin(θ_CFO)。

在步骤S354中，倍角公式运算模块通过采用值cos(θ_TO)、sin(θ_TO)、cos(θ_CFO)、和sin(θ_CFO)来计算时间偏移补偿值C_TO；cos(θ_TO)、sin(θ_TO)、cos(2θ_TO)、sin(2θ_TO)、cos(3θ_TO)、sin(3θ_TO)...，以及载频偏移补偿值C_CFO；cos(θ_CFO)、sin(θ_CFO)、cos(2θ_CFO)、sin(2θ_CFO)、cos(3θ_CFO)、sin(3θ_CFO)...。

同时，图24是示出了根据本发明的另一个实施例的时间偏移/载频偏移估计和补偿方法的流程图。

在步骤S410中，将通过包括在通信终端中的多个接收天线接收到的基带的时域信号变换为频域信号。可以通过FFT来执行这种到频域信号的变换。在步骤S420中，从变换成频域的接收信号中分别提取导频。在步骤S430，通过采用在步骤S420中提取的导频中从同一发射天线发送的导频来计算时间偏移相位差和载频偏移相位差。在步骤S440中，通过三角函数弧分公式，基于已在步骤S430中计算得到的时间偏移相位差和载频偏移相位差来计算时间偏移补偿值C_TO和载频偏移补偿值C_CFO。对于分别应用于时间偏移相位差和载频偏移相位差的弧分公式，可以对参考〔等式18〕给出的描述进行参考。最后，在步骤S450中，通过反映对导频和数据计算得到时间偏移补偿值和计算得到的载频偏移补偿值来对时间偏移和载频偏移进行补偿。目前已描述了根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备及其方法。根据本发明的时间偏移/载频偏移估计和补偿设备可以通过使用ASIC、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程阵列逻辑(PLA)、复杂可编程逻辑器件(CPLD)、通用阵列逻辑(GAL)等来实现。

同时，在本发明中披露的设备和方法中所使用的功能可以作为计算机可以读取的代码在计算机可读取的存储介质中实现。计算机可读取的存储介质包括所有种类的记录器件，其中，存储了可以被计算机系统读取的数据。计算机可读取的存储介质的实例包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储器件等，并且还包括以载波形式体现的事物(例如，通过互联网进行发送)。另外，计算机可读取的存储介质分布在与网络连接的计算机系统中。然后，在分布方案中将计算机可读取的代码存储到分布式存储介质中，并且可以在分布方案中运行代码。

虽然已参考本发明的一些示例性实施例示出和描述了本发明，但本领域的技术人员应了解，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上作出各种改变，因此，本发明的精神和范围必须不由所述的本发明实施例来限定，而是由所附权利要求和所附权利要求的等同物限定。