全数字锁相回路以及锁相回路控制方法

摘要

一种全数字锁相回路包含有一数字控制振荡器、一相位检测器、以及一回路滤波器。该数字控制振荡器用以产生一可变信号，受一振荡器调控(tuning)字所控制。该振荡器调控字包含有一第一调控字以及一第二调控字。该第二调控字对该数字控制振荡器的一频率可调整范围，大于该第一调控字对该数字控制振荡器的一频率可调整范围。该相位检测器用以量测该可变信号与一参考信号之间的一相位差。该回路滤波器接收该相位差，以产生该振荡器调控字。该回路滤波器包含有数级低通滤波器以及一调整电路。所述低通滤波器接收该相位差。该调整电路检测所述低通滤波器中两个低通滤波器的二滤波输出，依据该二滤波输出调整该第二调控字。

说明书

技术领域

本发明涉及一全数字锁相回路以及其锁相方法，尤其是涉及一种可以快速锁相的全数字锁相回路以及其方法。

背景技术

全数字锁相回路为近年来无线通讯发展的重要技术之一，因为其相较于模拟锁相回路而言，能够比较容易的实现在先进进程的系统单芯片(systemon chip，SOC)中。不过，要设计出快速锁相且低相位噪声(phase noise)的全数字锁相回路，是一个挑战。

图1为一已知的全数字锁相回路，从相位领域(phase domain)角度观的一示意图。图1的说明可以参见美国专利编号7,145,399的专利说明书，以下仅为大略的说明。

可变信号f_v以及参考信号f_ref的相位差ψ_E可以由相位检测器(phasedetector)115计算出来。如图所示，相位检测器115有三个输入，其中一个输入是由参考信号f_ref经参考相位累计器(reference phase accumulator)105所提供，可以视为是参考信号f_ref的相位值。另一个输入是计算可变信号f_v经由振荡相位累计器(oscillator phase accumulator)140以及取样器(sampler)145所提供，可以视为是可变信号f_v的相位值。而最后一个输入是参考信号f_ref与可变信号f_v之间的微小相位差(fractional phase error)矫正。这三个输入的总合，可以形成相位差ψ_E。

回路滤波器(loop filter)120接着对相位差ψ_E进行滤波以及/或幅度调整。回路滤波器120产生一个振荡器调控字(oscillator tuning word，OTW)，来改变数字控制振荡器(digitally controlled oscillator，DCO)125的输出，也就是可变信号f_v。

在当今的全数字锁相回路中，有采用变换回路频宽(gear shift)以及采用第二型态高阶回路滤波器(type-II and higher order loop filter)的架构，也就是适时地切换一第二型态高阶回路滤波器中所提供的回路增益(loop gain)，希望达到快速锁相且低相位噪声的目的。如美国专利申请案公开号2003/0234693就揭示了一个类似的全数字锁相回路。

然而，如何来操作或是设计一个适切的全数字锁相回路，仍然是设计师所追求的目标。

发明内容

本发明实施例提供一种全数字锁相回路，包含有一数字控制振荡器、一相位检测器、以及一回路滤波器。该数字控制振荡器用以产生一可变信号，受一振荡器调控字所控制。该振荡器调控字包含有一第一调控字以及一第二调控字。该第二调控字对该数字控制振荡器的一频率可调整范围，大于该第一调控字对该数字控制振荡器的一频率可调整范围。该相位检测器用以量测该可变信号与一参考信号之间的一相位差。该回路滤波器接收该相位差，以产生该振荡器调控字。该回路滤波器包含有数级低通滤波器以及一调整电路。所述低通滤波器接收该相位差。该调整电路检测所述低通滤波器中两个低通滤波器的二滤波输出，并依据该二滤波输出调整该第二调控字。

本发明实施例提供一种锁相回路控制方法。先对一相位差进行数次低通滤波，以产生一振荡器调控字，来控制一数字控制振荡器。该振荡器调控字具有一第一调控字以及一第二调控字。该第一调控字对于该数字控制振荡器所能产生的最小频率变化量，小于该第二调控字对于该数字控制振荡器所能产生的最小频率变化量。检测一前低通滤波以及一后低通滤波的二滤波输出。判断该二滤波输出是否符合一条件。当该二滤波输出符合该条件时，调整该第二调控字。

附图说明

图1为一已知的全数字锁相回路。

图2为依据本发明所实施的一回路滤波器。

图3为依据本发明所实施的一判断电路。

图4显示一数字控制振荡器中的部分电路。

图5为依据本发明所实施的另一回路滤波器。

图6为依据本发明所实施的一流程图。

附图符号说明

参考相位累计器 105

相位检测器 115

回路滤波器 120

数字控制振荡器 125

振荡相位累计器 140

取样器 145

回路滤波器 600

低通滤波器 602a-602c

乘法器 604、606

累计器 608

调整电路 610a、610b

判断电路 6104a、6104b、6106a、6106b

累计器 6102a、6102b

加法器 6108a、6108b

加法器 612、614、618

判断电路 700

比较器 702、704

加法器 706

回路滤波器 800

具体实施方式

图2为依据本发明所实施的一回路滤波器600，用来接收相位差ψE，并据以控制一数字控制振荡器。当回路滤波器600取代图1中的回路滤波器120时，就可以产生一个依据本发明所实施的全数字锁相回路。

图2的回路滤波器600的输出(一振荡器调控字)具有三个部分：进程电压温度(process-voltage-temperature，PVT)调控字、撷取(acquisition，ACQ)调控字、以及追踪(tracking)调控字。举例来说，回路滤波器600所输出的振荡器调控字有22位OTW[0:21]，其中，最高的八个位OTW[14:21]构成了PVT调控字，接着八个位OTW[6:13]构成了撷取调控字，而最低的六个位OTW[0:5]则构成了追踪调控字。具有高字节的PVT调控字对于数字控制振荡器可以调整的范围最大，但是其分辨率却也最粗，一般是用来校正芯片的进程、电压以及温度对于全数字锁相回路的影响。具有低字节的追踪调控字对于数字控制振荡器可以调整的范围最小，但是其分辨率却也最细，一般是用来追踪载波信号(carrier signal)所使用。具有中间字节的撷取调控字对于数字控制振荡器可以调整的范围以及分辨率都是三者之中的中间，一般用来大致地决定无线频道(channel)。

图2的回路滤波器600具有串接一起的数级低通滤波器602a-602c，接收相位差ψ_E。在图2的例子中，每一级低通滤波器都是一无限脉冲响应(infinite impulse response，IIR)滤波器。每一低通滤波器也可以为一有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器。最后一级低通滤波器602c的滤波输出可以送到一乘法器604，以乘上一回路增益α。回路增益α也可以通过每个低通滤波器，来逐一地对滤波输出调整。尚未经过滤波器的相位差ψE也可以乘上一部分增益β(用乘法器606)，然后进入累计器608。乘法器604的输出以及累计器608的累计值的总合，产生了追踪调控字(TRACK TW)。简而言之，低通滤波器602a-602c以及乘法器604提供一第二型态高阶回路滤波器，只是其时间响应是比较慢的，因为相位差ψ_E的改变必须经历多个低通滤波器的过滤之后才会影响到追踪调控字。乘法器606以及累计器608则提供了一个比较快速时间反应的路径，使ψ_E的改变能快速地影响追踪调控字。

图2的回路滤波器600还具有两个调整电路610a与610b。每个调整电路610a/b都有两个判断电路(6104a/b，6106a/b)、一累计器6102a/b、以及一个加法器6108a/b。虽然图2的调整电路610a与610b的功能方块图是一样的，但是其中的电路却可能彼此有所不同，相同的功能方块可以用不同的电路加以实现。

功能上来说，调整电路610a直接检测低通滤波器602a与602b的滤波输出。一但两滤波输出符合一预设条件时，调整电路610a便会通过加法器612去改变PVT调控字，也就是大幅度地调整数字控制振荡器的输出频率，也就是可变信号fv的输出频率。

功能上来说，调整电路610b直接检测低通滤波器602b的滤波输出，但是通过加法器618以及乘法器604，间接地检测最后一级低通滤波器602c的滤波输出。一但两滤波输出符合一预设条件(可能与调整电路610a的预设条件相同或是不同)时，调整电路610b便会通过加法器614去改变ACQ调控字，也就是中等幅度地调整数字控制振荡器的输出频率。

图3为依据本发明所实施的一判断电路700，可以适用于图2中的任何一个判断电路(6104a/b，6106a/b)。比较器702把判断电路700的输入跟一预设上限(upper bond，UPB)做比较，而比较器704把判断电路700的输入跟一预设下限(lower bond，LWB)做比较。比较器702以及704的结果输出不是1就是-1，两个结果输出的和(由加法器706执行)，可作为整个判断电路700的输出。图3中的判断电路700的等效功能描述如下。如果判断电路700的输入高于UPB，则判断电路700的输出值为1；判断电路700的输入低于LWB，则判断电路700的输出值为-1；如果判断电路700的输入介于UPB与LWB之间，则判断电路700的输出值为0；如果判断电路700的输出变化太剧烈，可以将输入信号乘上一个系数λ，以减缓输出变化。

以图2的调整电路610b为例，如果其中的判断电路6104b以及6106b都采用图3的判断电路700的架构，判断电路6104b的UPB以及LWB分别为UPBa以及LWBa，且判断电路6106b的UPB以及LWB分别为UPBb以及LWBb，则调整电路610b的功能可以解释如下。

在一般已经相位差不多锁定(也就是相位差ψ_E非常小)的状态下，低通滤波器602b的滤波输出应该是大致上稳定的介于UPBa与LWBa之间，而低通滤波器602c的滤波输出应该是大致上稳定的介于UPBb与LWBb之间。此时，判断电路6104b与6106b的输出都会是0，累计器6102b的输出将不会改变(因为累加0的数值)，所以调整电路610b不会对ACQ调控字有任何影响。

而当相位差变大时，譬如刚开始追踪载波信号(carrier signal)的状态下，低通滤波器602b的滤波输出可能会比较快偏离了UPBa与LWBa之间的范围，而低通滤波器602c的滤波输出则可能稍后才会偏离了UPBb与LWBb之间的范围，由于锁相回路整体反应相当慢，上述两者偏离趋势会呈现一致。此时间的延迟是因为低通滤波器602c的滤波输出比起低通滤波器602b的滤波输出多经历了一次低通滤波动作，所以变化反应时间就慢了一点。举例来说，低通滤波器602b的滤波输出突然间高过UPBa，而此时低通滤波器602c的滤波输出此时依然介于UPBb与LWBb之间。此时，判断电路6104b的输出将会变成1，判断电路6106b的输出将会是0，而累计器6102b将会开始依照其输入时钟(clock)，周期性地将其输出加上1。在此状态下，调整电路610b周期性地将ACQ调控字调高了1，驱使ACQ调控字变大。如同现有所述的，低通滤波器602c的滤波输出基本上是会追随低通滤波器602b的滤波输出，只不过是变化慢了一点。一但低通滤波器602c的滤波输出高过UPBb之后，判断电路6104b与6106b的输出将会是1，互相抵销而等同停止了累计器6102b的累加动作，也停止了先前周期性地将ACQ调控字调高的动作。此时，调整电路610b停止影响ACQ调控字。类似以上的分析，也可适用于低通滤波器602b与602c的滤波输出开始减少的状况下，调整电路610b可能会周期性地减低ACQ调控字一段时间之后，就停止影响ACQ调控字。

从一技术角度而言，UPBa与LWBa为调整电路610b用来判断低通滤波器602b的滤波输出是否太多的两个标准。一但低通滤波器602b的滤波输出被判断太多了，调整电路610b就直接开始着手粗调一数字控制振荡器的输出频率。而UPBb与LWBb则提供了调整电路610b所提供的频率粗调整的一停止机制，等同决定了频率调整的量。

参考以上对于调整电路610b的分析，图2的调整电路610a可以由本领域技术人员，视图便可了解，因此其细节不再多述。从一技术角度而言，当调整电路610a判断低通滤波器602a的滤波输出太多时，调整电路610a就直接开始着手大幅度的调整一数字控制振荡器的输出频率。通过直接的检测低通滤波器602b的滤波输出，调整电路610a可以停止调整该数字控制振荡器的输出频率，等同决定了频率调整的量。

至于每一判断电路(6104a、6106a、6104b、6106b)的UPB以及LWB各应该设定为多少，可以视经验以及实际电路设计而定。

调整电路610a与610b可以快速且粗略地调整一数字控制振荡器的输出频率。如果图2中没有调整电路610a与610b，PVT调控字就单单只能受到撷取调控字的进位(carry bit)而影响，撷取调控字就单单只能受到追踪调控字的进位(carry bit)而影响。在此状况下，每经历一次锁相回路，PVT调控字与撷取调控字都仅仅能慢速地加一或是减一而已。相较之下，图2中调整电路610a与610b就可以提供一个快速机制，来粗略或是大幅度的调整一数字控制振荡器的输出频率。可以预期的，具有图2的回路滤波器600的全数字锁相回路，其锁相会相当的快速。

图2中的回路滤波器600虽然以功能方块图表示，其可以用硬件的方式实施，但是也可以用软件方式来实施。

图4显示一数字控制振荡器800中的部分电路。数字控制振荡器800具有一个电感以及多个电容，其振荡频率大致上可以由下列公式所决定f_DCO＝1/squr(L*C_total)。其中，Ctotal为所有电容值的总合。数字控制振荡器800中的电容大致上分成四组(banks)：PVT组、ACQ组、追踪组以及部分追踪组。PVT组中的可供应电容为ΔC₀^P...ΔC₇^P，其大小以二进制方式排列(binary-weighted)，其是否被选取由控制信号d₀^P...d₇^P所决定，而d₀^P...d₇^P整体基本上是由PVT调控字经过一些接口(interface)处理而产生。所以，换言之，PVT组中的电容受控于PVT调控字。一样的道理，ACQ组中的电容受控于ACQ调控字。与PVT组以及ACQ组不同的是，追踪组中的可供应电容为ΔC₀^T...ΔC₆₃^T，为了达到低的相位噪声，其电容值大小全部都一样(unit-weighted)，并尽可能设计到最小电容值。d₀^TI...d₆₃^TI整体基本上是由追踪调控字经过译码以及一些接口处理而产生。假若追踪组中的电容，并不足以提供好的相位噪声，可以加入部分追踪组，其电容值大小和追踪组中的电容值相同，通过∑Δ调变器的使用，提供更细的电容分辨率，可以达到所需的相位噪声，其控制信号d₀^TF...d₇^TF可以由∑Δ调变器而产生。简而言之，追踪组以及部分追踪组受控于追踪调控字。如同先前所述的，PVT调控字粗调一数字控制振荡器，ACQ调控字中调，而追踪调控字细调，所以PVT组中的最小可供应电容会大于ACQ组中的最小可供应电容，而ACQ组中的最小可供应电容会大于追踪组以及部分追踪组中的任何一电容。

请参考图2，调整电路610a所检测的两个低通滤波器602a与602b中，低通滤波器602a是一前低通滤波器，而低通滤波器602b是一后低通滤波器，因为低通滤波器602b在低通滤波器602a之后，处理低通滤波器602a的滤波输出。类似的，调整电路610b所检测的两个低通滤波器602b与602c中，低通滤波器602b是一前低通滤波器，而低通滤波器602c是一后低通滤波器。可以发现是，低通滤波器602b是调整电路610a所检测的一后低通滤波器，也是调整电路610b所检测的一前低通滤波器。但是，调整电路610a与610b检测同一低通滤波器的滤波输出并非是必要的。图5为依据本发明所实施的另一回路滤波器800，其中，调整电路610a与610b就没有检测同一低通滤波器的滤波输出。

请一并参考图2以及图6，其中图6为依据本发明所实施的一流程图900。当一个具有图2的回路滤波器600的全数字锁相回路开始追踪一参考信号时，先进行粗追踪(步骤902)，一段时间后才进行快速追踪(步骤904)。

在步骤902时，调整电路610a与610b都是处于致能(enable)状态，而回路增益α以及部分增益β均固定不改变，因此，ACQ调控字不只是被追踪调控字的进位(carry bit)小幅影响而已，也可能会被调整电路610b大幅地影响；类似的，PVT调控字不只是被ACQ调控字的进位所小幅影响而已，也可能会被调整电路610a大幅地影响。

当粗调到达一定程度，或是历经一定时间后，调整电路内累计器6102a与6102b的值稳定不变，即进入步骤904。此时，禁能(disable)调整电路610a与610b，而回路增益α以及部分增益β可以调大，随着时间的流逝，再阶段性的变小。也就是说，进入步骤904后，可以在一段时间内依然采用步骤902时所用的回路增益α与部分增益β；之后，锁相已经完成差不多了，为了降低回路自己所贡献的噪声，可以采用比较小的另一回路增益α与另一部分增益β。而如此的减小回路增益α以及部分增益β的动作，不限制执行次数，需视设计需求以及锁相速度考量而定，建议可以执行一次以上。

一个依照本发明所实施的全数字锁相回路，可以使用更高阶的回路滤波器，降低锁相回路本身的相位噪声，而快速且粗略地调整其输出的可变信号的频率，达到快速锁相的需求。而快速锁相以及低相位噪声都是产业界所殷切盼望的需求。

本发明虽以较佳实施例披露如上，但其并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，当可做若干的更改与修饰，因此本发明的保护范围应以本申请的权利要求为准。