OFDMA系统对抗时频选择性的时频码扩方法和装置

摘要

本发明提出一种OFDMA系统对抗时频选择性的时频码扩方法。该方法将每信息比特扩展成多维信号，并将该信号顺着时频二维平面上信道扩散度最大方向映射，使得接收端在解扩后可以避免发生严重的信号恶化。另外，本发明提出的码扩方法可以缓解时隙切换中的射频稳定性问题。本发明还提出了一种OFDMA系统对抗时频选择性的时频码扩装置，该装置包括码扩处理单元，映射处理单元和接收处理单元。

说明书

技术领域

本发明涉及一种OFDMA的时频码扩方法和装置，尤其涉及一种对抗时频选择性的时频码扩方法和装置。

背景技术

在OFDMA-TDMA多址方案中，无线资源被划分成二维的时频网格。每个网格代表某时间间隔的一个子载波。每个接入用户均要在分配的波段和时隙内发送、接收信号。由于无线信道的扩散特性，如衰落、多径或干扰，在不同的子载波上和不同的时间间隔内发送的信息位，其接收质量也可能不同。因此，在经过这样的信道后，部分信息位在经受严重的信道接收质量衰退后会丢失。

传统的强信道编码方案可以被用来恢复损坏位。先进的信道编码方案，如Turbo码和LDPC码，在码块足够长(大约数千位)并且编码速率在低速到中速之间时，是最有效的。然而，在码块长度较短和数据速率较高时，单纯信道编码不再具有优势；此外，先进的编码方案也会带来高复杂性。

因此，本发明提出了一种在OFDMA系统中对抗时频选择性的时频码扩的方法和装置，将基于每个子信道的码扩技术应用于OFDMA系统，本发明可使码扩的优势不再受带宽限制，以对抗信道和干扰的时频选择性。

发明内容

在OFDMA方案的无线通信系统中，信号以时隙方式传输，在每一时隙里，无线资源又划分为时频网格。本发明提出了一种在OFDMA系统中对抗信道时频选择性的时频码扩方法。

该方法首先将传输消息转换成一个或多个调制信号向量，使消息的每比特位都可扩展于一个调制信号向量的所有元素上；然后将一个或多个调制信号向量映射到一时频网格集合上，使得在OFDMA时频平面上，每一个调制信号向量的任何两个元素所映射的两个网格不会具有相同的频率位置或时间位置；最后接收一个或多个调制信号向量，并检测其包含的所有比特位以恢复消息。

传输消息转换成一个或多个调制信号向量的方法，包括：先将消息划分成一组比特位向量；再根据给定的调制方法将每一个比特位向量映射成一个符号向量；最后将每一个符号向量转换成调制信号向量，使调制信号向量的维数大于或等于符号向量的维数。

优选的，每个符号向量乘以一个维数匹配的实数或复数码扩矩阵以获得调制信号向量。

调制信号向量映射到一时频网格集合上的方法包括：将每一时隙上的所有时频网格划分成互不相交的基本子集，每一子集包含相同数目的子载波，每一子载波上含有在该时隙上相同数目的所有在时间上连续的网格，将一个或多个调制信号向量映射到已分配的基本子集的网格上，如该基本子集的网格用尽，则将剩余调制信号向量映射到下一个分配的基本子集，依次类推。

优选的，可以在调制向量中插入一个或多个空信号，使在基本子集的一个或多个网格上不发送能量。

最后接收调制信号向量，按照相同的映射规则，提取一个或多个调制信号向量，利用调制信号向量进行符号向量的检测，将一个或多个符号向量解调并译码以恢复消息。

图7是OFDMA系统时频码扩装置结构示意图，包括：码扩处理单元、映射处理单元、接收处理单元。

码扩处理单元，用于将传输消息转换成一个或多个调制信号向量，使消息的每比特位都可扩展于一个调制信号向量的所有元素上；其中包括：比特向量化模块，用于将消息划分成一组比特位向量；符号向量化模块完成比特位向量到符号向量的映射；调制信号向量产生模块用于将每一个符号向量转换成维数大于或等于符号向量维数的调制信号向量，该模块可以通过将每个符号向量乘以一个维数匹配的实数或复数码扩矩阵来获得调制信号向量。

映射处理单元，用于将一个或多个调制信号向量映射到一时频网格集合上，使得在OFDMA时频平面上，每一个调制信号向量的任何两个元素所映射的两个网格不会具有相同的频率位置或时间位置；其中包括：网格划分模块，可以将每一时隙上的所有时频网格划分成互不相交的基本子集，每一子集包含相同数目的子载波，每一子载波上含有在该时隙上相同数目的所有在时间上连续的网格；信号映射模块，将一个或多个调制信号向量映射到已分配的基本子集的网格上，如该基本子集的网格用尽，则将剩余调制信号向量映射到下一个分配的基本子集，依次类推，此外信号映射模块还可以在调制向量中插入一个或多个空信号，使在基本子集的一个或多个网格上不发送能量。

接收处理单元，用于接收一个或多个调制信号向量，并检测其包含的所有比特位以恢复消息，该单元可以按照映射处理单元采用的相同的映射规则，提取一个或多个调制信号向量，利用调制信号向量进行符号向量的检测，将一个或多个符号向量解调并译码以恢复消息。

附图说明

图1是OFDMA-TDMA TDD系统的典型资源分配方案示意图。

图2是某时隙的一个波段内较理想的子载波分布式划分示意图。

图3是典型的OFDMA系统发送过程框图。

图4是应用码扩技术的OFDMA系统发送过程框图。

图5是子载波都是均匀分散时的码扩方法示意图。

图6是应用码扩技术的OFDMA系统接收过程框图。

图7是OFDMA系统时频码扩装置结构示意图。

具体实施方式

在OFDMA-TDMA多址方案中，无线资源被划分成二维的时频网格。每个网格代表某时间间隔的一个子载波。对给定的可用带宽B，每一时间间隔有N＝B/Δf个子载波，其中Δf是子载波间的频率间隔。N个子载波被分成N_scg个波段，每个波段包含K＝N/N_scg个连续子载波。而且，每T_slot个连续时间间隔组成一个时隙。每个接入用户均要在分配的波段和时隙内发送、接收信号。

对不支持空分多址的接入方案而言，应分配不连续的子载波子集给不同用户。OFDMA-TDMA TDD系统的典型资源分配方案如图1所示，上下行帧交替发射。在每帧内，用户按已分配的子载波、波段和时隙发送信号。子载波的分配要基于每时隙每波段内的子载波的划分情况而定，可将一个波段内的子载波划分成N_sch组，且每一组均包含N_f＝K/N_sch个子载波。每组子载波在一时隙内包含的时频网格构成一子信道并作为资源分配的基本单元。图2所示为某时隙的一个波段内较理想的分布式划分方法。一个时隙的波段包含了8个连续时间间隔的16个子载波。在每个时隙内，16个子载波被分成4个子信道，每个子信道由4个分布式子载波组成，4个子信道的子载波相互交织。子信道是子载波分配的基本单元。不同带宽需求决定了所需的不同数目的子信道。上述子载波的划分方法可以不受分配的子信道数目的限制，而使得不同子信道的频率分集具有相同的阶数。

由于无线信道的扩散特性，如衰落、多径或干扰，在不同的子载波上和不同的时间间隔内发送的信息位，其接收质量也可能不同。因此，在经过这样的信道后，部分信息位在经受严重的信道接收质量衰退后会丢失。强信道编码方案可以被用来恢复损坏位。先进的信道编码方案，如Turbo码和LDPC码，在码块足够长(大约数千位)并且编码速率在低速到中速之间时，是最有效的。图3所示为常规的OFDMA系统，编码位/交织位首先被转换成数字符号，然后被映射到OFDMA符号。如果在传输过程中有部分位被损坏，将利用信道编码恢复这些位。然而，在码块长度较短和数据速率较高时，单纯信道编码不再具有优势；此外，先进的编码方案会带来高复杂性。因此，将基于每个子信道的码扩技术应用于OFDMA系统是有利的，该码扩技术可使码扩的优势不再受带宽限制。

图4给出了一个在OFDMA系统中应用码扩技术的框图。信息比特流首先通过信道编码生成编码后的比特流。经过加扰和交织后，输出的比特流被分成Q组，每组都包含一个L·M位的向量，M是每个符号承载的比特位的个数。L是将要扩展到N_f个子载波上的符号数目。根据指定的调制方案，每个位向量被转换成一个大小为L×1的符号向量。码扩技术通过每个大小为L×1的符号向量与大小为N×L的扩频矩阵相乘得到调制信号向量，扩频矩阵可以为复数或者实数。N应大于或等于L以便接收端能正确可靠地接收符号向量。然后根据特定规则将调制信号向量映射到分配给用户的OFDMA网格。映射应以每个子信道为基准，例如，第一个被分配的子信道的子载波首先被映射，接着是第二个子信道，依次类推。由于每个子信道有T_slot个时间间隔，就可映射N_s＝L×(T_slot-N_p-N_e)个符号。其中N_p是子信道内插入每个子载波的导频符号数目，N_e是子信道内插入每个子载波的空符号数目。在空符号上没有能量传输。因此，个子信道可以映射所有Q组比特位。在所有被分配的子载波均完成映射后，使用已调制的时—频网格执行快速反傅立叶变换，以生成传输信号。调制信号向量的生成和到OFDMA网格的映射，可以有效地提高被传输的每位的分集度。实际情况中，分集增益在极大程度上依赖于调制信号向量映射到OFDMA分配的子信道网格的方式。

假设码扩矩阵是W，符号向量是s(k)，调制信号向量是x(k)，则：

x(k)＝Ws(k)其中k＝1，...，K

收到的信号可以表示为：y(k)＝Φ(k)Ws(k)+v(k)

v(k)是高斯白噪声，Φ(k)是一个对角矩阵，其对角元素代表与分配给第k个符号向量的时频网格对应的信道响应系数。合适的符号检测方法，如基于最小均方误差的方法，在信号接收时，可以恢复s(k)，同时有效地取得分集。

基于无线信道的特性，不同的映射方法会取得不同的分集增益。如果信道仅存在时间选择性，可以用下述公式表示：

$>h\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{P}{\Sigma }}{\gamma }_l{e}^{j2\pi {\omega }_{l}t}\delta \left(t\right)$>

其中，ω_l是第l路的多普勒频率，γ_l是对应的复合振幅。

在这种情况下，仅在时域上映射调制信号向量就可以得到最大的分集阶数。

另一方面，如果信道是时不变的但却具有显著不同时滞的多径，如下式所示：$>h(t,\tau )=\underset{l=0}{\overset{P}{\Sigma }}{\gamma }_l\delta (t-{\tau }_l)$>

则频率响应为：$>H\left(\omega \right)=\underset{l=0}{\overset{P}{\Sigma }}{\gamma }_l{e}^{j2\mathrm{\pi \omega }{\tau }_l}$>

上面所述信道，仅在频域上获取映射到OFDMA符号的调制信号向量。另外，为了充分利用频率分集资源，相邻的子载波将不被分配给同一子信道，如图2所示。

事实上，移动信道的时域和频域都存在波动。其数学模型表述如下：

$>h(t,\tau )=\underset{l=0}{\overset{P}{\Sigma }}{\gamma }_l\left(t\right)\delta (t-{\tau }_l)$>

频率和时间响应表述如下：$>H(\omega ,t)=\underset{l=0}{\overset{P}{\Sigma }}{\gamma }_l{e}^{j2\pi ({\mathrm{\omega \tau }}_l+{\omega }_{l}t)}$>

显然，H(ω，t)随ω和t而变。因此，从调制信号向量到子载波的最佳映射方法应该随时域和频域同步变化。

在图5中，给出了第1个子信道的码扩方法的说明。在示例中，N_p＝2，N_slot＝8，N_f＝4。共有24个调制信号要被映射到该子信道的子载波上。调制信号被分成6组，每组由大小为N_f×1的调制信号向量x(t)表示。第1个调制信号向量x(1)的元素索引为00，01，02和03，第2个调制信号向量x(2)的元素索引为10，11，12和13，依次类推。然后，在分配给子信道的时频区域内，向量元素被映射到一个时频网格数组。该数组中的每个网格元素均同时具有时间索引和频率索引，并且其索引值会随数组中前一个网格的索引值逐1或逐2递增。

一般来讲，假设在每个波段内有N_sch个子信道，每个子信道由N_f个子载波和N_slot个时间间隔组成。如不插入空符号，对于第k个子信道，有N_slot-N_p个大小为N_f×1的调制信号向量可被映射到分配给该子信道的时频网格。这样根据下述公式，第n个调制信号向量的第m个元素将被映射到分配给第k个子信道的时频网格(j，i)并由下式算出：

i＝m·N_sch+k

j＝mod(m+n，N_slot-N_p)

m＝1，...，N_f

n＝1，...，N_slot-N_p

j为同一子信道内除去导频位置之后的相对时间位置。i为波段内所有子载波的相对频率位置。如需插入空符号，则可将一个或多个调制信号向量的某一元素用空符号替代。上述的码扩方法不仅能对抗频率和时间选择性信道，而且还能有效对抗多小区干扰、窄带干扰、脉冲干扰以及时隙之间切换点处的瞬变效应引起的信道干扰。多小区干扰，是由采用了相同码扩技术的其它小区的通信链路引起的，表现为相似的时间和频率扩展。窄带干扰在少数子载波中产生很大的噪声，而脉冲噪声只能在很短的时间内干扰接收信号。采用码扩技术后，所有这些信道干扰都只能影响每个调制信号向量的一部分。更具体的讲，在前述接收信号模型中：

y(k)＝Φ(k)Ws(k)+v(k)

且

前述子信道到子载波的映射以及码扩的方法均要求ω_i≠ω_j且t_i≠t_j(i≠j.)。每个符号的信道响应可用H(ω_i，t_i)(i＝1，...，N_f)表示。由于移动信道是二维扩散的，而所有H(ω_i，t_i)的数值均变差的可能性非常低，在经过设计合理的检测操作后，符号被恢复的可能性很高。

另外，$>v\left(k\right)=[v({\omega }_1,t_{N_f}),...,v({\omega }_{N_f},t_{N_f})]$>也可表现出时—频选择性。这种情况会在某些时—频网格发生干扰时出现。

上述信号模型可使用最小均方误差(MMSE)检测或迫零(ZF)检测。

最小均方误差(MMSE)检测算法由下式给出：

$>\hat{s}\left(k\right)={(W^{*}{\left|\Phi \left(k\right)\right|}^{2}W+I)}^{-1}{W}^{*}{\Phi }^{*}\left(k\right)y\left(k\right)$>

迫零(ZF)检测算法由下式给出：$>\hat{s}\left(k\right)={\left(W^{*}{\left|\Phi \left(k\right)\right|}^{2}W\right)}^{-1}{W}^{*}{\Phi }^{*}\left(k\right)y\left(k\right)$>

两种方法都利用了信道中固有的信道分集。需对检测出的符号进行解调，去交织和译码以恢复比特流。上述的接收过程如图6所示。

图7是OFDMA系统中对抗信道时频选择性的时频码扩装置，包括发送和接收两部分，发送部分包括码扩处理单元和映射处理单元，接收部分为接收处理单元。

码扩处理单元，用于将传输消息转换成一个或多个调制信号向量，使消息的每比特位都可扩展于一个调制信号向量的所有元素上，其中包括：比特向量化模块，用于将消息划分成一组比特位向量；符号向量化模块完成比特位向量到符号向量的映射；调制信号向量产生模块用于将每一个符号向量转换成维数大于或等于符号向量维数的调制信号向量，该模块可以通过将每个符号向量乘以一个维数匹配的实数或复数码扩矩阵来获得调制信号向量。

映射处理单元，用于将一个或多个调制信号向量映射到一时频网格集合上，使得在OFDMA时频平面上，每一个调制信号向量的任何两个元素所映射的两个网格不会具有相同的频率位置或时间位置，其中包括：网格划分模块，可以将每一时隙上的所有时频网格划分成互不相交的基本子集，每一子集包含相同数目的子载波，每一子载波上含有在该时隙上相同数目的所有在时间上连续的网格；信号映射模块，将一个或多个调制信号向量映射到已分配的基本子集的网格上，如该基本子集的网格用尽，则将剩余调制信号向量映射到下一个分配的基本子集，依次类推，此外信号映射模块还可以在调制向量中插入一个或多个空信号，使在基本子集的一个或多个网格上不发送能量。

接收处理单元，用于接收一个或多个调制信号向量，并检测其包含的所有比特位以恢复消息，该单元可以按照映射处理单元采用的相同的映射规则，提取一个或多个调制信号向量，利用调制信号向量进行符号向量的检测，将一个或多个符号向量解调并译码以恢复消息。