一种三角波产生电路、脉宽调制电路及音频功率放大电路

摘要

本发明适用于集成电路领域，提供了一种三角波产生电路、脉宽调制电路及音频功率放大电路，所述三角波产生电路包括：参考电压产生电路，根据电源电压产生与所述电源电压自适应变化的参考电压以及参考电流；振荡电路，根据所述参考电压以及所述参考电流产生三角波输出，所述三角波的幅度随着所述电源电压的变化而自适应变化。在本发明中，通过参考电压产生电路产生的能够随着电源电压自适应变化的参考电压使得振荡电路输出的三角波的幅度随着电源电压自适应变化；同时参考电压产生电路产生自适应变化的参考电流使得振荡电路输出的三角波的频率稳定。

说明书

技术领域

本发明属于集成电路领域，尤其涉及一种三角波产生电路、脉宽调制电路及音频功率放大电路。

背景技术

在D类音频功率放大器中，需要用到脉冲宽度调制技术(即PWM调制)，模拟信号经过PWM调制后产生脉冲信号，脉冲信号的宽度与输入模拟信号的幅度成正比，输出的PWM调制脉冲经过低通滤波后还原成模拟信号驱动扬声器发音。

PWM调制中一个必不可少的模块是三角波产生电路，输入的模拟信号与三角波信号进行比较，产生输出脉冲宽度与输入模拟信号的幅度成线形关系的PWM信号。现有技术中一般采用具有固定幅度和固定频率的三角波产生电路，这种三角波产生电路只能确保电源电压VDD相对稳定时，可以适应于D类音频功率放大器的要求。

然而，很多音频功率放大器对工作电源电压范围要求很宽，以便适应不同的工作环境，一般要求的电源电压范围为2.5V～5.5V，而音频功率放大器的输出功率也会随着电源电压的增大而增大，为确保PWM调制不会发生过载，三角波的幅度需要随电源电压的增大而增大，同时在如此宽的电源电压范围内如何保证三角波频率的稳定也是个难题。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种三角波产生电路，旨在解决现有的三角波产生电路输出的三角波的幅度不能随着电源电压自适应变化的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种三角波产生电路，包括：

参考电压产生电路，根据电源电压产生与所述电源电压自适应变化的参考电压以及参考电流；

振荡电路，根据所述参考电压以及所述参考电流产生三角波输出，所述三角波的幅度随着所述电源电压的变化而自适应变化。

本发明实施例的另一目的在于提供一种采用上述三角波产生电路的脉宽调制电路。

本发明实施例的另一目的还在于提供一种采用上述三角波产生电路的音频功率放大电路。

在本发明实施例中，通过参考电压产生电路产生的能够随着电源电压自适应变化的参考电压使得振荡电路输出的三角波的幅度随着电源电压自适应变化；同时参考电压产生电路产生自适应变化的参考电流使得振荡电路输出的三角波的频率稳定。

附图说明

图1是本发明实施例提供的三角波产生电路的模块结构图；

图2是本发明实施例提供的参考电压产生电路的电路图；

图3是本发明实施例提供的参考电压产生电路中运算放大器的电路图；

图4是本发明实施例提供的振荡电路的电路图；

图5是本发明实施例提供的三角波产生电路输出的三角波示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

在本发明实施例中，通过参考电压产生电路产生的能够随着电源电压自适应变化的参考电压使得输出的三角波的幅度随着电源电压自适应变化；同时参考电压产生电路产生自适应变化的参考电流使得输出的三角波的频率稳定。

本发明实施例提供的三角波产生电路主要应用于脉宽调制电路以及音频功率放大电路中。其模块结构如图1所示，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下。

三角波产生电路包括：参考电压产生电路1以及振荡电路2，其中，参考电压产生电路1根据电源电压产生与电源电压自适应变化的参考电压以及参考电流，振荡电路2根据参考电压产生电路1产生的参考电压以及参考电流产生三角波输出，输出的三角波的幅度随着电源电压的变化而自适应变化。

其中，参考电压产生电路1的电路如图2所示，包括：第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、运算放大器11、第一晶体管MN1、第二晶体管MP3、镜像电路12、偏置电阻R3、第一参考电阻R4以及第二参考电阻R5；第一分压电阻R1的一端与电源电压VDD连接，另一端通过第二分压电阻R2接地，另一端还连接至运算放大器11的正相输入端；运算放大器11的反相输入端连接至第一晶体管MN1的源极，运算放大器11的输出端与第一晶体管MN1的栅极连接；第一晶体管MN1的源极与通过偏置电阻R3接地，还作为驱动电压输出端输出驱动电压VCOM；第一晶体管MN1的漏极与镜像电路12连接；第一参考电阻R4的一端连接至镜像电路12，同时还作为第一参考电压输出端输出第一参考电压VREFP；第一参考电阻R4的另一端通过第二参考电阻R5接地，同时还作为第二参考电压输出端输出第二参考电压VREFN；第二晶体管MP3的栅极连接至镜像电路12，第二晶体管MP3的源极连接至电源电压VDD，第二晶体管MP3的漏极输出参考电流IREF。

作为本发明的一个实施例，镜像电路12进一步包括：第三晶体管MP1以及第四晶体管MP2；其中，第三晶体管MP1的栅极连接至第四晶体管MP2的栅极，还连接至所述第二晶体管MP3的栅极，还连接至第三晶体管MP1的漏极；第三晶体管MP1的源极连接至电源电压VDD，第三晶体管MP1的漏极连接至第一晶体管的漏极；第四晶体管MP2的源极连接至电源电压VDD，第四晶体管MP2的漏极依次通过串联连接的第一参考电阻R4以及第二参考电阻R5接地。

在本发明实施例中，参考电压产生电路1还包括连接至第一分压电阻R1的另一端与运算放大器11的正相输入端之间的滤波电路10。

作为本发明的一个实施例，运算放大器11的电路如图3所示，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下。

运算放大器11进一步包括：第五晶体管MN2、第六晶体管MN3、第七晶体管MN4、第八晶体管MN5、第九晶体管MP4以及第十晶体管MP5；其中，第五晶体管MN2的栅极连接第六晶体管MN3的栅极，还连接至第五晶体管MN2的漏极，第五晶体管MN2的源极接地；第六晶体管MN3的源极接地，第六晶体管MN3的漏极分别连接至第七晶体管MN4的源极以及第八晶体管MN5的源极；第七晶体管MN4的栅极为运算放大器的正相输入端IN+，漏极连接至第九晶体管MP4的漏极；第八晶体管MN5的栅极为运算放大器的负相输入端IN-，漏极连接至第十晶体管MP5的漏极；第九晶体管的栅极连接第十晶体管的栅极，还连接至第九晶体管的漏极，第九晶体管的源极与第十晶体管的源极均连接至电源电压VDD。

振荡电路2的电路如图4，包括：放电电流产生电路、充电电流产生电路电容C、第一比较电路2121、第二比较电路2222、逻辑控制电路2323以及第一可控开关S1、第二可控开关S2；其中，第一比较电路21的正相输入端连接第一参考电压输出端输出的第一参考电压VREFP，第一比较电路21的反相输入端连接至三角波输出端OUT，第一比较电路11的输出端连接至逻辑控制电路2323的第一输入端；第二比较电路22的正相输入端连接第二参考电压输出端输出的第二参考电压VREFN，第二比较电路22的反相输入端连接至三角波输出端OUT，第二比较电路22的输出端连接至逻辑控制电路23的第二输入端；逻辑控制电路23的输出端分别连接至第一可控开关S1的控制端以及第二可控开关S2的控制端；第一可控开关S1的一端连接充电电流产生电路，另一端通过第二可控开关S2与放电电流产生电路连接，第一可控开关S1与第二可控开关S2的串联连接端为三角波输出端OUT，三角波输出端OUT通过电容C接地。

作为本发明的一个实施例，放电电流产生电路进一步包括：第十一晶体管MN8以及第十二晶体管MN6；其中，第十二晶体管MN6的栅极连接至第十一晶体管MN8的栅极，还连接至第十二晶体管MN6的漏极；第十二晶体管MN6的源极接地，漏极接收第二晶体管的漏极输出的参考电流IREF；第十一晶体管MN8的源极接地，漏极与第二可控开关S2连接。

作为本发明的一个实施例，充电电流产生电路进一步包括：第十三晶体管MN7、第十四晶体管MP6以及第十五晶体管MP7；其中，第十三晶体管MN7的栅极连接至第十二晶体管MN6的栅极，源极接地，漏极连接至第十四晶体管MP6的漏极；第十四晶体管MP6的源极与第十五晶体管MP7的源极均连接至电源电压VDD，第十四晶体管MP6的栅极连接至第十五晶体管MP7的栅极，还连接至第十四晶体管MP6的漏极，第十五晶体管MP7的漏极与第一可控开关S1连接。

现结合图2和图4详述本发明实施例提供的三角波产生电路的工作原理：电源电压VDD经过第一分压电阻R1和第二分压电阻R2分压后，产生偏置电压Vbias，其中，R1＝R2，Vbias＝VDD/2，偏置电压Vbias输入至运算放大器11的正相输入端，经过放大后输出给第一晶体管MN1的栅极，由第一晶体管MN1的源极反馈到运算放大器11的负相输入端，并产生输出驱动电压VCOM，VCOM连接偏置电阻R3到GND，产生偏置电流Ib，其中Ib＝VCOM/R3，偏置电流Ib经过PMOS管MP1、MP2和MP3分别产生第一参考电压VREFP，第二参考电压VREFN以及参考电流IREF。

其中：VCOM＝Vbias   (1)

      Ib＝VCOM/R3   (2)

       IREF＝Ib     (3)

由于镜像电路12中PMOS管MP1与MP2的宽长比为1:N，因此，偏置电流Ib经过镜像电路12镜像放大N倍(N>＝1)后，通过第一参考电阻R4和第二参考电阻R5分别产生第一参考电压VREFP和第二参考电压VREFN。

其中：VREFP＝Ib×N×(R4+R5)       (4)

      VREFN＝Ib×N×R5            (5)

      VREFP-VREFN＝Ib×N×R4      (6)

而振荡电路2的三角波输出端OUT输出的三角波的幅度Vm由第一参考电压与第二参考电压之差决定，由上式(1)、(2)、(6)可知：

Vm＝VDD×N×R4/(2×R3)      (7)

从上式(7)可以看出，三角波的幅度Vm与电源电压VDD成线形关系，从而保证了三角波的幅度Vm随着电源电压VDD的变化而自动变化。

参考电流IREF经过NMOS管MN6和MN8产生放电电流Ic，经过NMOS管MN7，PMOS管MP6、MP7产生充电电流Ic。当振荡电路2的三角波输出端OUT输出的电压VOUT小于第一参考电压VREFP时，逻辑控制电路2的输出端Ctrl输出高电平，并控制第一可控开关S1导通，第二可控开关S2断开，电流源Ic为电容C充电，三角波输出端OUT输出的电压升高，一直到VOUT等于第一参考电压VREFP时，逻辑控制电路2的输出端Ctrl输出低电平，控制第一可控开关S1断开，第二可控开关S2导通，充电电流Ic为电容C放电，三角波输出端OUT输出的电压开始降低，一直到VOUT等于第二参考电压VREFN时，逻辑控制电路2的输出端Ctrl输出高电平，第一可控开关S1导通，第二可控开关S2断开，充电电流Ic又开始为电容C充电，如此循环，电容C上的电压，在第一参考电压VREFP和第二参考电压VREFN之间不断振荡，产生三角波输出，具体的三角波的波形如图5所示。

电容C的大小与充电(或放电)电流Ic、充电时间t以及电容C两端电压V的关系为：V×C＝Ic×t；从而得出，充电时间t为：t＝V×C/Ic；

由于，V＝VREFP-VREFN

所以，t＝(VREFP-VREFN)×C/Ic

如图5所示，一个三角波的振荡周期包括充电时段和放电时段，由于充电电流和放电电流相等，所以三角波的周期T＝2t，即：

T＝2×(VREFP-VREFN)×C/Ic     (8)

将公式(6)，代入到公式(8)，可以得出：

T＝2×Ib×N×R4×C/Ic     (9)

参考图2和图4，充电电流产生电路中的PMOS管MP6与MP7的宽长比为1:M，充电电流Ic为：Ic＝M×Ib，代入到公式(9)，得出：

T＝2×N×R4×C/M       (10)

从公式(10)可以看出，三角波的振荡周期与三角波的幅度Vm和电源电压VDD均没有关系，所以即使三角波的幅度Vm随着电源电压而线形变化，但频率却保持不变。

在本发明实施例中，通过参考电压产生电路产生的能够随着电源电压自适应变化的参考电压使得振荡电路输出的三角波的幅度随着电源电压自适应变化；同时参考电压产生电路产生自适应变化的参考电流使得振荡电路输出的三角波的频率稳定。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。