一种减小宽带CS/CG有源巴伦相位不平衡度的方法

摘要

一种减小宽带CS/CG有源巴伦相位不平衡度的方法，属于微波毫米波集成技术领域，涉及CS/CG有源巴伦相位性能。首先根据CS/CG有源巴伦的增益、电流指标确定CS/CG FET的物理尺寸；其次设定CS/CG FET的直流工作点，使CS/CG FET工作在饱和状态；然后选取CS FET的负载阻抗Z

说明书

技术领域

一种减小宽带CS/CG(共源共栅)有源巴伦相位不平衡度的方法，属于微波毫米波集成技术领域，涉及CS/CG有源巴伦相位性能。

背景技术

巴伦是平衡到不平衡的变换器，它广泛应用于平衡式倍频器、平衡式混频器等平衡式电路，其作用是将高频信号从单端输入变成平衡输出，并完成阻抗匹配。巴伦主要分为无源巴伦和有源巴伦，无源巴伦通常采用λ/4微带传输线的形式实现，有源巴伦通常采用三极管实现。其中，无源巴伦面积较大、带宽较窄，因此在宽带集成技术里通常采用有源巴伦。

在有源巴伦中，最常用的电路结构形式为差分有源巴伦结构和CS/CG(共源共栅)有源巴伦结构。其中，差分有源巴伦结构主要由一个差分放大单元和一个电流源单元构成，具有宽带幅度平衡度好、宽带相位平衡度好的优点，但其直流功耗较大、电路结构较复杂，而且由于设计高性能的宽带电流源单元相对较难，因此会增大集成技术实现的风险；CS/CG有源巴伦结构主要由一个共源三极管和一个共栅三极管构成，具有宽带幅度平衡度好、直流功耗小、电路结构简单等优点，易于在集成技术中实现，但其宽带相位不平衡度比差分有源巴伦大，成为制约其使用的关键。

传统的CS/CG有源巴伦结构如图1所示，包括一个共源三极管(CS FET)和一个共栅三极管(CG FET)，主要实现将输入信号变换成为等幅反相的两路输出。理想状况下，共栅三极管输出信号与输入信号同相，相移量θ₁等于零；共源三极管输出信号与输入信号反相，相移量θ₂等于π(180°)。

由于实际应用时器件参数的差异是客观存在的，使得传统的CS/CG有源巴伦的宽带相位平衡度较差：共栅三极管输出信号与输入信号并非完全同相，即相移量θ₁不等于零，存在一定的相移偏量Δθ₁；共源三极管输出信号与输入信号并非完全反相，即相移量θ₂不等于π，存在一定的相移偏量Δθ₂。这里，共栅三极管输出信号的相移偏量Δθ₁和共源三极管输出信号的相移偏量Δθ₂的差值Δθ₁-Δθ₂，就是CS/CG有源巴伦的相位不平衡度。实际工程应用中，人们总是希望CS/CG有源巴伦的绝对相位不平衡度|Δθ₁-Δθ₂|越小越好。有经验的工程技术人员通常凭经验通过调整两个三极管的直流偏置电压来减小CS/CG有源巴伦的宽带相位不平衡度，但这种方法对CS/CG有源巴伦的宽带相位不平衡度的减小程度一般小于5度(在20GHz时，其相位不平衡度通常大于15度。)，难以满足实际工程应用，而且缺乏理论指导。

现有一种宽带CS/CG有源巴伦如图2所示(见M.C.Tsai，M.J.Schindler，W.Struble，M.Ventresca，R.Binder，R.Waterman，and D.Danzilio，“A Compact Wideband Balanced Mixer，”in1994 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Dig.，vol.1，pp.5-8，1994.)，包括第一共栅三极管1、第二共栅三极管2和共源三极管3。其特征在于，在传统CS/CG有源巴伦结构上增加了一个CG三极管，改善了传统CS/CG有源巴伦的宽带相位平衡度特性，但由于增加了三极管，因此电路结构复杂，同时加大了电路设计和调试的难度。

发明内容

本发明的目的在于提供一种减小宽带CS/CG有源巴伦相位不平衡度的方法，可在不改变传统CS/CG有源巴伦结构的情况下改善宽带CS/CG有源巴伦的相位性能，大幅度减小CS/CG有源巴伦宽带相位不平衡度，且方法简单、易操作。

本发明的详细技术方案为：

一种减小宽带CS/CG有源巴伦相位不平衡度的方法，其特征在于，包括以下步骤：

1、首先根据CS/CG有源巴伦的增益、电流指标确定共源三极管和共栅三极管的物理尺寸，得到共源三极管的栅源电容C_{gs_S}、栅漏电容C_{gd_S}和漏栅电容C_{ds_S}的参数值以及共栅三极管的栅源电容C_{gs_G}、栅漏电容C_{gd_G}和漏源电容C_{ds_G}的参数值。

2、其次设定共源三极管和共栅三极管的直流工作点，使共源三极管和共栅三极管工作在饱和状态。

3.在CS/CG有源巴伦所需工作频带内选取多个频点f1、f2...fn，通过微波电路仿真软件分别得到这些频点下共源三极管的等效输入阻抗Rcs和共栅三极管的等效输入阻抗Rcg。

4、计算步骤3所得的在多个频点f1、f2...fn下共源三极管的等效输入阻抗Rcs和共栅三极管的等效输入阻抗Rcg的平均值。

5.然后选取共源三极管的负载阻抗Z_L1和共栅三极管的负载阻抗Z_L2满足$C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_s}{(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})}=C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1},$得到初调后CS/CG有源巴伦在工作频带内的平均相位不平衡度。所述等式$C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_s}{(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})}=C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1}$中，C_{gs_s}和C_{gs_G}分别是共源三极管和共栅三极管的栅源电容、C_{gd_G}是共栅三极管的栅漏电容、C_{ds_S}是共源三极管的漏源电容、Z_s是信号源阻抗、Z_L1是共栅三极管的负载阻抗、Z_L2是共源三极管的负载阻抗、g_{m_G}是共栅三极管的跨导、R_CG是共栅三极管的等效输入电阻、R_CS是共源三极管的等效输入电阻。

6.最后微调CS/CG有源巴伦的直流偏置电压进一步减小其在工作频带内的平均相位不平衡度；

本发明工作原理如下：

首先考虑CS/CG巴伦中的CG FET和CS FET的简单单向等效电路，如图4所示，其中，C_{gs_s}和C_{gs_G}分别是共源三极管和共栅三极管的栅源电容、C_{gd_G}是共栅三极管的栅漏电容、C_ds S是共源三极管的漏源电容、Z_s是信号源阻抗、Z_L1是共栅三极管的负载阻抗、Z_L2是共源三极管的负载阻抗、g_{m_S}和g_{m_G}分别是共源三极管和共栅三极管的跨导、R_CG是共栅三极管的等效输入电阻、R_CS是共源三极管的等效输入电阻。

根据图4(a)可得出CG FET的电压方程组为：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{gs}\_G}=i_1{r}_1\\ V_{\mathrm{out}1}={-g}_{m\_G}{V}_{\mathrm{gs}\_G}{r}_2\\ V_{m1}+(i_1+g_{m\_G}{V}_{\mathrm{gs}\_G})Z_S+V_{\mathrm{gs}\_G}=0\\ r_1=R_{\mathrm{CS}}/(\mathrm{j\omega }{R}_{\mathrm{CS}}{C}_{\mathrm{gs}\_G}+1)\\ r_2=Z_{L1}/(\mathrm{j\omega }{Z}_{L1}{C}_{\mathrm{gd}\_G}+1)\end{array}\right)$

从此方程组可以推出CG FET的电压传递函数为：

$\frac{V_{\mathrm{out}1}}{V_{m1}}=\frac{g_{m\_G}{Z}_{L1}}{g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}}-{\omega }^2{C}_{\mathrm{gs}\_G}{C}_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_S{Z}_{L1}+j[(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})\omega C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\omega C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_S]}$

因此可推出CG FET输出的相移量为：

${\theta }_1={-\mathrm{\Delta \theta }}_1={-\mathrm{tg}}^{-1}\left[\frac{(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})\omega C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\omega C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_S}{g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}}-{\omega }^2{C}_{\mathrm{gs}\_G}{C}_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_S{Z}_{L1}}\right].$

根据图4(b)可得出CS FET的电压方程组为：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{gs}\_S}=V_{m2}{r}_1/(Z_S+r_1)\\ V_{\mathrm{out}2}={-g}_{m\_S}{V}_{\mathrm{gs}\_S}{r}_2\\ r_1=R_{\mathrm{CG}}/(\mathrm{j\omega }{R}_{\mathrm{CG}}{C}_{\mathrm{gs}\_S}+1)\\ r_2=Z_{L2}/(\mathrm{j\omega }{Z}_{L2}{C}_{\mathrm{ds}\_S}+1)\end{array}\right)$

从此方程组可以推出CS FET的电压传递函数为：

$\frac{V_{\mathrm{out}2}}{V_{m2}}=\frac{g_{m\_S}{Z}_{L2}}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1-{\omega }^2{C}_{\mathrm{gs}\_S}{C}_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_S{Z}_{L2}+j[\omega C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S+\omega C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}(Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1)]}$

因此可推出CS FET输出的相移量为：

${\theta }_2={\pi -\mathrm{\Delta \theta }}_2=\pi -{\mathrm{tg}}^{-1}\left[\frac{\omega C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S+\omega C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}(Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1)}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1-{\omega }^2{C}_{\mathrm{gs}\_S}{C}_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_S{Z}_{L2}}\right]$

在微波毫米波集成电路(MMIC)中，当CG FET和CS FET偏置在饱和工作条件时，栅源电容、漏源电容和栅漏电容通常都小于100fF，而Z_L1和Z_L2约为几百欧姆。因此，在频率1.5～25GHz的宽频带范围内，ω²C_{gs_G}C_{gd_G}Z_sZ_L1和ω²C_{gs_S}C_{ds_S}Z_sZ_L2ω²相对较小，可以忽略，CG FET和CS FET的相移量可分别简化为：

${\theta }_1={-\mathrm{\Delta \theta }}_1\approx {-\mathrm{tg}}^{-1}[\omega C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\frac{\omega C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_s}{(g_{m\_G}{Z}_S+1{+Z}_S/R_{\mathrm{CS}})}]$

${\theta }_2={\pi -\mathrm{\Delta \theta }}_2\approx {\pi -\mathrm{tg}}^{-1}[\omega C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}+\frac{\omega C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1}]$

而巴伦输出的两路信号的绝对相位不平衡度(Δθ)定义为：

Δθ＝|(θ₂-θ₁)-π|＝|Δθ₂-Δθ₁|

所以，可推出：

$\mathrm{\Delta \theta }=|{\mathrm{tg}}^{-1}[\omega C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}+\frac{\omega C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1}]-{\mathrm{tg}}^{-1}[\omega C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\frac{\omega C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_s}{(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})}]|.$

从上式可以看出：Z_S通常为信号源阻抗，在设计中为固定值50欧姆，而Z_L1、Z_L2、C_{gs_s}、C_{gs_G}、C_{ds_S}和C_{gd_G}都是可调变量，当它们满足：

$C_{\mathrm{gd}\_G}{Z}_{L1}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_G}{Z}_s}{(g_{m\_G}{Z}_S+1+Z_S/R_{\mathrm{CS}})}=C_{\mathrm{ds}\_S}{Z}_{L2}+\frac{C_{\mathrm{gs}\_S}{Z}_S}{Z_S/R_{\mathrm{CG}}+1}$时，可得到最小的CS/CG有源巴伦相位不平衡度Δθ_min。在上述等式中，理论上Δθ在某频点上存在的最小值为零。实际工程上可以取CS/CG有源巴伦在整个工作频带的平均值作为最终优化结果。

传统的设计方法通过调整两个三极管的直流偏置电压来减小CS/CG有源巴伦的相位不平衡度Δθ，其实质是通过改变三极管的直流偏置电压来微调三极管的饱和工作状态，从而改变栅源电容、漏源电容和栅漏电容的值，最终改变相位不平衡度。但由于FET工作在饱和工作状态时，直流偏置的改变程度较小，因此栅源电容、漏源电容和栅漏电容改变量很小，对相位不平衡度影响通常小于5度。在本发明中，通过增加调节CG FET的负载阻抗Z_L1和CSFET的负载阻抗Z_L2为大小，可使CS/CG有源巴伦的相位不平衡度变化数十度。因此本发明将CG FET的负载阻抗Z_L1和CS FET的负载阻抗Z_L2作为主要调节手段，而将三极管的直流偏置电压作为辅助调节手段，可更大限度地减小CS/CG有源巴伦的相位不平衡度。而且，本发明减小CS/CG有源巴伦的相位不平衡度时并未改变传统CS/CG有源巴伦的结构，整个方法简单、易操作。本发明不仅可以用于改善宽带CS/CG有源巴伦的相位性能，也可用于宽带CS/CG有源巴伦的具体设计过程中。

附图说明

图1为传统的CS/CG有源巴伦结构示意图。

图2为现有的一种宽带CS/CG有源巴伦结构示意图，其中，1为第一共栅三极管，2为第二共栅三极管，3为共源三极管。

图3为本发明操作流程示意图。

图4为传统CS/CG有源巴伦结构中CG FET和CS FET的简化单向等效电路图，其中图4(a)为CG FET的等效电路图，图4(b)为CS FET的等效电路图。

具体实施方式

由于共源/共栅三极管的负载阻抗大小等于共源三极管或共栅三极管的漏源偏置电阻与外接电阻网络等效电阻相并联后的电阻大小，而通常共源三极管或共栅三极管的外接电阻网络等效电阻远远大于共源三极管或共栅三极管的漏源偏置电阻，所以共源三极管或共栅三极管的负载阻抗实际可近似为共源三极管或共栅三极管的漏源偏置电阻。实际可在100～1000欧姆的范围内选取适当阻值的共源三极管或共栅三极管的漏源偏置电阻即可满足要求。