动态响应速度快的大功率阶梯波合成变流方法

摘要

一种动态响应速度快的大功率阶梯波合成变流方法，属电力电子变流方法。该变流方法主要运用相移补偿、顺序采样分配器、零阶保持器、坐标旋转、三相空间矢量调制、PWM功率放大和移相变压器输出叠加来实现，其特点是采用顺序采样分配器对输入采样并按相位滞后通道至相位超前通道的顺序分配采样值，然后每个通道对分配到的采样序列采用空间矢量调制的方法产生阶梯波合成变流器的开关管驱动信号。该变流方法具有传统阶梯波合成变流器的低开关频率和优良的输出频谱，同时还具有较高的系统带宽，且可以实现有功无功独立控制。因此可以把阶梯波合成变流器应用于高性能大功率逆变电源、并网逆变和PWM整流等应用场合。

说明书

一、技术领域

本发明的动态响应速度快的大功率阶梯波合成变流方法，属于电力电子变流方法。

二、背景技术

在大功率应用场合下，由于功率开关器件的工作的电流和电压受到限制，两电平逆变器已经不能满足要求。因此，研究学者们提出了各种解决方案，总体可以归纳为三种解决方案：

1、通过功率开关器件的简单串并联技术来扩充逆变器容量。

这种方法原理简单，但也有很多缺点：(1)由于功率开关器件参数具有离散性，很难保证串联功率开关器件的电压均分以及并联功率开关器件的电流均分，需要加体积庞大的缓冲电路抑制快速的电压电流变化，以减少功率开关器件开通和关断性能差异对电压、电流均分的影响，这样就大大增加了变换器的损耗；(2)由于驱动电路对开关信号的延迟也存在差异，很难保证功率开关器件的同时开通与关断，因此对驱动电路的设计有更高的要求，使驱动电路对开关信号的延迟尽量相同；(3)由于功率开关器件的开关频率不能提高，逆变器的输出谐波比较多，采用功率开关器件的简单串并联技术对逆变器的输出谐波性能起不到改善作用。

2、通过多电平技术把传统的两电平逆变器改造成多电平逆变器，由多个功率开关器件平均分担电压，适合于高压大功率场合。与解决方案1简单的功率开关器件串联相比，解决方案2通过多电平电路机理和相应的控制方法可以保证功率器件的电压均分，且可以适当提高开关频率，通常为几kHz，同时由于输出具有多电平，逆变器输出的谐波性能可以得到改善。在功率比较大的应用场合，开关频率仍显偏高。典型的多电平逆变器有：二极管箝位多电平逆变器、飞跨电容多电平逆变器和级联型多电平逆变器。

二极管箝位多电平电路存在以下主要缺点：(1)桥臂内外侧功率开关器件的开通时间不一致，导致开关管负荷不一致，热量在开关管间分布不均。(2)该电路需要增加二极管，且随着电平数的增加，需要增加的二极管电压增加数目急剧增加，(3)直流测分压电容存在电压不均的问题。因此，二极管箝位电路在三电平以外的电平数应用极少。

与二极管箝位多电平电路相比，飞跨电容多电平逆变器(1)减少了大量的二极管，但同时增加了大量箝位电容；(2)由于电容的可靠性问题，整个电路的可靠性降低；(3)控制方法复杂，特别是四象限运行时；(4)多个电容的电压平衡控制复杂。因此，在实际大功率场合很少应用。

级联型多电平逆变器电路则不需要箝位二极管也不需要箝位电容，结构简单，易于集成，且不存在电容电压均衡问题。但存在以下主要缺点：(1)需要多个独立直流电源；(2)由于直流电源需要隔离的原因，不易实现四象限运行。该逆变器在不传递有功的应用场合比较常用，如无功补偿、谐波补偿等。

3、通过多个三相逆变单元串联或并联方式扩容。由于三相逆变单元一致，该方法便于集成化，结构简单；但该方式需要输出隔离变压器来实现输出的串联和并联，因此在输出需要隔离的场合特别合适；由于使用了隔离变压器，直流侧不需要隔离，方便逆变器四象限运行。输出变压器通常有两种设计方法：(1)各单元对应的绕组一致，便于变压器制作，但是为了获得较好的输出波形质量，开关频率一般都为几千赫兹；(2)阶梯波合成方式，各单元对应绕组产生不同相移，变压器结构复杂，但是各单元产生的谐波互相抵消，逆变器输出的谐波含量小且谐波分布比较集中，滤波器体积小，可以在开关频率很低的情况下获得较高的输出波形质量，特别适合大功率场合乃至特大功率场合应用。

为了保证输出的波形质量，传统的阶梯波合成逆变器输出电压有效值不可控，因此实现有功功率的精确控制很困难，在不传递有功的应用场合如无功功率补偿，研究和应用比较多。为了控制输出有功，应用于有功传递的场合，也有人提出了一些解决方法，主要概括为以下两类：(1)采用两组阶梯波合成逆变器串联，运用移相调压技术控制两组逆变器的合成输出电压；(2)采用PWM(PULSE WIDTH MODULATION，脉冲宽度调制)方式，调节逆变单元的输出电压基波分量，主要有单脉宽调节方式产生PWM波和SVM(SPACE VECTOR MODULATION，空间矢量调制)调制技术产生PWM两种，然后把产生的PWM波延迟叠加即可合成输出电压。

受传统的阶梯波合成逆变器设计思想的约束，这些方法主要存在以下缺点：(1)现有的阶梯波合成逆变器的输出电压闭环只能控制输出电压的有效值和基波相位，不能实现有功和无功的独立控制；(2)由于各逆变单元的驱动信号采用延迟的方法得到，逆变器一个周期可控的开关点只有6个，系统带宽窄，为了使闭环系统稳定，闭环控制的动态性能都不够理想，调节过渡时间需要几十个基波周期。

三、发明内容

本发明的目的在于提出一种动态响应速度快的大功率阶梯波合成变流方法，克服传统阶梯波合成变流器功率管驱动信号产生的延迟，提高系统的带宽，并且可以实现阶梯波合成变流器有功和无功的独立控制，使大功率阶梯波合成变流器成功应用于高性能大功率逆变电源、并网逆变和PWM整流。

本发明提出的一种动态响应速度快的大功率阶梯波合成变流方法，其技术结构组成主要包括相移补偿、顺序采样分配器、零阶保持器、坐标旋转、三相空间矢量调制(SVM)、PWM功率放大电路和移相变压器叠加。参考电压空间矢量u_r经过相移补偿环节，把参考电压空间矢量u_r逆时针旋转π/6，补偿掉后面零阶保持器产生的基波相位滞后，输出送至顺序采样分配器以采样间隔时间为T_s＝T/(6N)(T为交流基波周期，N为阶梯波合成变流器的通道数目)的速度采样，按从接有相位相对滞后的变压器的变流通道到接有相位相对超前变压器的变流通道的顺序给变流通道从1到N编号，则顺序采样分配器按从变流通道1到变流通道N顺序逐个分配采样序列，其中第i个变流通道分配到的采样序列为t＝(Nx+i-1)T/(6N)，i为1到N整数，x为自然数，分配出的N组采样序列分别输入至N个变流通道的零阶保持器保持T/6时间，每个变流通道的零阶保持器输出连接至坐标旋转环节，零阶保持器输出空间矢量所在坐标系的坐标轴被旋转的角度与对应的移相变压器对空间电压矢量旋转的角度相反，逆变通道的坐标旋转环节输出连接至三相空间矢量调制，三相空间矢量调制输出的PWM波连接至PWM功率放大电路，PWM功率放大电路一端连接直流侧，另一端连接至移相变压器，移相变压器的副边叠加并连接至交流侧。

采用上述方法，对每个变流通道的PWM都采用SVM调制产生，使得可控制的参考矢量从原来的6个变为6N个，大大拓宽的阶梯波合成变流器的带宽，动态性能得以提高。由于采用空间矢量的方法生成PWM，在同步旋转坐标系下，阶梯波合成变流器的有功和无功可以独立控制。因此采用该方法的阶梯波合成变流器可用于大功率逆变电源、并网逆变和大功率PWM整流领域。

四、附图说明

图1本发明的N通道阶梯波合成变流方法框图

图2A空间矢量扇区划分示意图

图2B参考矢量位于各扇区时空间矢量输出顺序示意图

图2C三相空间矢量调制输出PWM示意图

图3本发明的4通道阶梯波合成变流方法框图

图4PWM功率放大和移相变压器移相叠加电路原理图

图5阶梯波合成逆变电源瞬时值控制框图

图6阶梯波合成双向可逆逆变/整流控制框图

图7A 24阶梯波合成逆变电源突加负载动态响应波形图

图7B 24阶梯波合成逆变电源突卸负载动态响应波形图

五、具体实施方法

附图1示出了本发明的具有N个变流通道的6N阶梯波合成变流方法的实施原理框图。参考电压空间矢量u_r经相移补偿环节后相位超前π/6以补偿后面零阶保持器引入的相位滞后，该相移补偿环节在附图1中用复平面表示方法为e^jπ/6，其输出为输入与e^jπ/6的乘积，输出连接至顺序采样分配器。按从接有相位相对滞后变压器的变流通道到接有相位相对超前变压器的变流通道的顺序给变流通道从1到N编号，顺序采样分配器以采样时间间隔为T_s＝T/(6N)的速度对输入采样并按从变流通道1到变流通道N的顺序分配采样脉冲序列，其中变流通道i分配到的采样序列为t＝(Nx+i-1)T/(6N)，i为1到N之间的整数，x为自然数。各通道分配到的采样序列输入到零阶保持器，零阶保持器把获得的采样值保持T/6时间，直到下一个采样值的到来，零阶保持器才更新输出并保持到下一个采样值到来的时刻，由于各通道采样值到来时刻不同，各零阶保持器的输出更新时刻不相同但是更新频率相同。零阶保持器的输出到坐标旋转。设坐标旋转以顺时针旋转为参考正方向，变压器相移以相位超前为参考正方向。在复平面内移相变压器产生相移角θ，用输入与e^jθ的乘积表示其输出；在复平面内坐标轴旋转一个角度θ，用输入坐标与e^jθ的乘积表示其输出坐标。若后面的移相变压器产生相移θ_i，附图1中用表示，则坐标轴必须旋转角度-θ_i，附图1中用表示，其中下标i为1到N的整数，也就是说零阶保持器输出空间矢量所在坐标系的坐标轴被旋转的角度与对应的移相变压器对空间电压矢量旋转的角度相反。坐标旋转后的输出连接至三相空间矢量调制的输入，三相空间矢量调制在输入采样值到来的时刻计算出用于合成坐标旋转环节输出参考矢量的相邻2个非零基本矢量和零矢量合成的作用时间，并在相应的零阶保持器保持阶段把矢量按附图2示出的顺序作用出去转化为PWM波并连接至PWM功率放大电路。PWM功率放大电路对输入的PWM波进行功率放大，移相变压器叠加用来把各通道逆变桥输出的PWM移相并叠加，使通道间相互消除谐波，合成波形接近正弦波。移相变压器相依角度按传统阶梯波合成变流器的规律设计，从变流通道1到变流通道N的移相变压器依次相位超前π/(3N)，变流通道1的变压器相移角度为θ₁(θ₁为任意值)，则变流通道i的变压器相依角为θ_i＝θ₁+(i-1)π/(3N)，其中i为1到N之间的整数，也就是说变流通道2的相移角度为θ₁+π/(3N)，变流通道3的相移角度为θ₁+2π/(3N)，依此类推。

附图2A和附图2B分别示出了空间矢量扇区的划分以及参考矢量在各扇区时合成参考矢量的各基本矢量的作用顺序。三相PWM功率放大电路按桥臂的交流侧输出电平可以分为8种状态，以1表示该相输出高电平，0表示输出低电平。按abc的顺序把各相状态列出，表示空间矢量合成时可以使用的基本空间矢量。如(000)表示a相输出低电平，b相输出低电平，c相输出低电平；(001)表示a相输出低电平，b相输出低电平，c相输出高电平；其它依此类推。8种状态即基本矢量可以表示为(000)、(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)和(111)，这8中状态中(000)和(111)称为零基本矢量，其它六个称为非零基本矢量。按照空间矢量的定义把8个基本空间矢量画于abc坐标系下，并按图2A划分为6个扇区，当三相空间矢量调制的输入参考空间矢量位于各扇区时用于合成的基本矢量作用顺序为：在扇区I矢量作用顺序是(000)→(100)→(110)→(111)，在扇区II矢量作用顺序是(111)→(110)→(010)→(000)，在扇区III矢量作用顺序是(000)→(010)→(011)→(111)，在扇区IV矢量作用顺序是(111)→(011)→(001)→(000)，在扇区V矢量作用顺序是(000)→(001)→(101)→(111)，在扇区VI矢量作用顺序是(111)→(101)→(100)→(000)。矢量作用顺序中第一个非零基本矢量V1的作用时间T₁、第二个非零矢量V2作用时间T₂以及零矢量作用时间总和T₀按照$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vr}·T/6=V1·T_1+V2·T_2\\ T_1+T_2+T_0=T/6\end{array}\right)$确定，其中Vr为待合成的参考矢量。Vr的合成过程也就是PWM的产生过程，在空间矢量调制周期T/6时间内首先输出T₀/2时间的矢量作用顺序中的第一基本矢量也就是第一个零矢量，然后输出T₁时间的矢量作用顺序中的第二个基本矢量也就是第一个非零矢量，然后再输出T₂时间的矢量作用顺序中的第三个基本矢量也就是第二个非零矢量，最后输出T₀/2时间的矢量作用顺序中的第四基本矢量也就是第二个零矢量，至此一个空间矢量调制周期结束，然后下一个空间矢量调制周期开始。附图2C是三相空间矢量调制输出的PWM波形示意图。空间矢量调制频率为6f_o，PWM的频率为3f_o，f_o为输出基波频率。

附图3示出了附图1的一种4通道阶梯波合成变流器的具体实施例。为了变压器的制作方便，该阶梯波合成变流器的变压器移相角分取为-π/12、0、π/12和2π/12。参考电压矢量u_r经相移补偿环节e^jπ/6把矢量相位超前π/6以补偿后面零阶保持器引入的相位滞后，其输出连接至顺序采样分配器。按从接有相位相对滞后的变压器的变流通道到接有相位相对超前变压器的变流通道的顺序给变流通道从1到4编号，顺序采样分配器以采样时间间隔为T_s＝T/24的速度对输入采样并按从变流通道1到变流通道4的顺序分配采样脉冲序列，则变流通道1分配到的采样序列为t＝4xT/(24)，x为自然数，变流通道2分配到的采样序列为t＝(4x+1)T/(24)，x为自然数，变流通道3分配到的采样序列为t＝(4x+2)T/(24)，x为自然数，变流通道4分配到的采样序列为t＝(4x+3)T/(24)，x为自然数。各通道分配到的采样序列输入到零阶保持器，零阶保持器把获得的采样值保持T/6时间，直到下一个采样值的到来，零阶保持器才更新输出并保持到下一个采样值到来的时刻。零阶保持器的输出到坐标旋转环节，由于通道1的移相变压器使三相空间矢量相位滞后了π/12(附图3中用e^-jπ/12表示)，即相位超前了-π/12，该通道坐标轴顺时针旋转角度为π/12(附图3中用e^jπ/12表示)；对于通道2，移相变压器使三相空间矢量移相0角度(附图3中用e^j0表示)，该通道坐标旋转的角度也为0(附图3中用e^j0表示)；对于通道3，移相变压器使三相空间矢量相位超前π/12(附图3中用e^jπ/12表示)，该通道坐标轴顺时针旋转角度为-π/12(附图3中用e^-jπ/12表示)；对于通道4，移相变压器使三相空间矢量相位超前了2π/12(附图3中用e^j2π/12表示)，该通道坐标轴顺时针旋转角度为-2π/12(附图3中用e^-j2π/12表示)。旋转后的输出连接至三相空间矢量调制的输入，三相空间矢量调制在输入采样值到来的时刻计算出用于合成坐标旋转环节输出参考矢量的相邻2个非零基本矢量和零矢量合成的作用时间，并在相应的零阶保持器保持阶段把矢量按附图2示出的顺序作用出去转化为PWM波并连接至PWM功率放大电路，PWM功率放大电路对输入的PWM波进行功率放大，移相变压器把各通道逆变桥输出的PWM移相并叠加，使通道间相互消除谐波，使合成波形接近正弦波。

附图4示出了附图3中PWM功率放大和移相变压器输出叠加实现的一种电路形式。PWM功率放大的直流侧串联，每个PWM功率放大模块直流侧都接有滤波电容C，PWM功率放大模块采用两电平三相六开关电路。附图4中移相变压器原边采用三角形D1接法，副边采用“之”字形接法(zigzag)。

附图5示出本发明用于一个阶梯波合成逆变电源瞬时值控制的实施框图。输出瞬时电压u_o经电压检测环节检测得到u_of并送至dqo旋转坐标变换环节。dqo旋转坐标环节根据给定的旋转角θ把检测到的静止坐标系下的三相电压值变换到dqo旋转坐标系下，得到u_{of_dq}。给定参考电压u_{o_dq}^*为同步旋转dqo坐标系下的参考值，与检测回来的电压变换到dqo坐标系下的值u_{of_dq}相减得到误差，误差接入PI调节器。PI调节器对误差的d轴分量和q轴分量分别进行调节，PI调节器的输出就是闭环调节器的输出，输出得到的调制信号并连接至PWM调制模块。PWM调制模块包括附图1中示出的相移补偿、顺序采样分配器、零阶保持器、坐标旋转和三相空间矢量调制等5个环节。PWM调制模块得到各个通道的开关管的PWM波并输出至三相阶梯波合成变流单元。三相阶梯波合成变流单元包括附图1中示出的PWM功率放大电路和移相变压器移相叠加，变流单元把直流电源变为交流输出，其输出为合成的电压信号，经滤波器滤波后得到逆变电源的输出电压。

附图6示出本发明用于一个阶梯波合成变流器双向可逆逆变/整流的实施框图。直流电压经检测环节反馈至参考输入端。直流电压反馈u_dcf与参考电压u_dc^*的误差连接至直流电压PI调节器，直流电压PI调节器的输出作为交流电流d轴分量的参考i_d^*，q轴分量i_q^*设为零。参考电流指令i_d^*+j·i_q^*与反馈的电感电流在dq0坐标系下的值i_f＝i_fd+j·i_fq相减得到电流误差并连接至交流电流PI调节器。交流电流PI调节器的输出u_iPIout与dq轴解耦的输出u_decouple1和交流电压解耦的输出u_decouple2相加得到系统闭环调节器的输出，该信号作为PWM调制模块的输入调制信号。dq轴解耦的输出u_decouple1＝jω₀Li_f/g1，其中ω₀为电感电流基波角频率，L为滤波电感值，i_f为电感电流反馈在dq0坐标系下的值，g1为PWM调制模块和三项阶梯波合成变流单元的基波增益。交流电压解耦的输出u_decouple2＝u_acf/g1，其中u_acf为交流电压反馈在dqo坐标系下的值，g1为PWM调制模块和三项阶梯波合成变流单元的基波增益。PWM调制模块包括附图1中示出的相移补偿、顺序采样分配器、零阶保持器、坐标旋转和三相空间矢量调制等5个环节。PWM调制模块得到各个通道的开关管的PWM波并输出至三相阶梯波合成变流单元。三相阶梯波合成变流单元包括附图1中示出的PWM功率放大和移相变压器移相叠加环节，变流单元把直流电源变为交流输出，其输出为合成的电压信号，经电感滤波器转换为电流信号。当工作于逆变状态时，直流电压调节器的输出ird为正，交流电流从变流器输出，功率从直流侧流向交流侧；当工作于逆变状态时，直流电压调节器的输出i_rd为负，交流电流输入变流器，功率从交流侧流向直流侧。交流电压信号经PLL锁相环得到旋转坐标系旋转的角速度ω₀和角度θ，角速度ω₀连接至dq轴解耦，角度θ连接至交流电压反馈和交流电流反馈的dqo旋转坐标变换环节。

附图7示出了基于附图5的3KVA 50Hz阶梯波合成逆变电源实验样机的实施效果。附图7A为突加满容量阻感性负载(功率因数为0.75)的动态调节过程；附图7B为突卸满容量阻感性负载(功率因数为0.75)的动态调节过程。输出电压的动态调节过程很快，在两个基波周期内完成。