信号与干扰和噪声比估计器及方法、具有这种估计器的移动终端

摘要

一种SINR(信号与干扰和噪声比)估计器，该估计器包括低通滤波器(66)，该滤波器对从接收的导频符号幅度所计算的方差σ

说明书

技术领域

本发明涉及信号与干扰和噪声比估计。

背景技术

信号与干扰和噪声比(SINR)是通信链路质量的重要度量。对于在用户之间动态共享资源的无线数据系统，SINR估计尤其重要。SINR估计的一些应用如下：a)CDMA(码分多址)系统中的功率控制：接收机估计SINR，将其与目标值进行比较，并命令发射机增加/减少其发射功率；和b)速率自适应：基于链路质量和系统负荷，可以动态改变分配给用户的信息比特率。虽然这种自适应在语音系统中的使用有限，但是对于无线数据系统是非常有用的。因此，不准确的SINR估计能严重地降低性能和资源利用率。

通常情况下，与在第k个时隙中的第j个已解调的被发射导频符号对应的接收信号被定义为：

Y_kj＝a_kjμ_k+E_kj

                                              (1)

j＝1，2，...，N_p

其中μ_k代表接收信号的幅度(发射幅度和信道增益的乘积)，E_kj是代表噪声+干扰的随机变量，a_kj代表已解调的导频符号值，以及N_p是在该时隙内接收的导频符号的数量。假设(不失一般性)已解调导频符号值总是+1，则导频符号值可以是+1或-1(在BPSK——二进制相移键控中)。还假设了表征噪声+干扰的分布是平均值为零和方差为σ²的高斯分布。从而，在第k个时隙中的SINR被定义为：

$>{\theta }_k=\frac{{{\mu }_K}^2}{{\sigma }^2}---\left(2\right)$>

并且其是要被估计的参数。

US 2003/0016740中Jeske等提出了一种提高SINR估计准确性的SINR估计器。更确切地说，Jeske等提出了一种SINR估计器，该装置使在第k个时隙期间所接收的导频符号幅度的方差σ_K变平滑，从而获得了具有降低偏差的估计方差代替方差σ_K而使用估计方差用于

SINR的计算增加了SINR准确性。然而，Jeske的估计器仍可以被改进，以进一步提高估计SINR的准确性。

发明内容

因此，本发明的目的是提供具有更高准确性的SINR估计器。

考虑到前述目标和其它目标，根据本发明，提供了一种估计器，其从在时隙期间所接收的已知导频符号的幅度来估计信号与干扰和噪声比(SINR)，所述估计器包括低通滤波器，该滤波器对从接收的导频符号幅度计算出的方差σ_K进行滤波以获得具有降低偏差的估计方差其中低通滤波器具有可调系数，估计器包括电子控制器，该电子控制器能够根据在时隙期间所接收的导频符号的数量来调节可调系数的值。

可以看出，为了进一步减少估计方差的偏差，根据在时隙期间所接收的导频符号的数量N_p来动态调节低通滤波器的至少一个系数是合适的。特别是，当数量N_p小到每个时隙两个导频符号时，这会改善这种估计器的操作。

上述估计器的实施例可以包括一个或几个以下特点：

低通滤波器包括反馈回路，因此第k个时隙的估计方差还取决于先前第(k-1)个时隙的估计方差

低通滤波器能获得估计方差该估计方差是以下关系的结果：

$>{\hat{\sigma }}_K=a{\sigma }_K+b{\hat{\sigma }}_{K-1}$>

其中：

-σ_K是仅从在第k个时隙期间所接收的导频符号计算出的方差，

是第(k-1)个时隙的估计方差，

-a是预定系数，以及

-b是可调节系数。

系数a可以等于预定值α，而系数b的值被调节来使得：

$>b=1-\alpha +\frac{\alpha }{N_p}$>

其中，N_p是在时隙第k个时隙期间所接收的导频符号的数量。

-低通滤波器是IIR(无限冲击响应)滤波器。

-控制器能够从无线通信系统的无线发射机接收N_p个导频符号。

所述估计器的上述实施例表现了以下优点：

-因为导频符号幅度的方差σ_K不能迅速地从一个时隙变化至下一个时隙，所以使用具有反馈回路的低通滤波器进一步地降低了估计方差偏差；

-从系数a和b的关系获得估计方差这限制了为获得这种估计所需的计算数量；以及

-使用IIR滤波器进一步降低了估计方差偏差。

本发明还涉及包含上述估计器的移动终端。

本发明还涉及从在时隙期间所接收的已知导频符号的幅度来估计信号与干扰和噪声比(SINR)的方法，该方法包括：

-采用低通滤波器，对从接收的导频符号幅度所计算出的方差σ_K进行滤波，以获得具有减小偏差的估计方差的滤波步骤，以及

-根据在时隙期间所接收的导频符号的数量N_p，对低通滤波器的系数进行自动调节的步骤。

上述方法的实施例可以包括从无线通信系统的无线发射机接收N_p个导频符号的步骤。

从下文的描述、附图和权利要求中，本发明的这些和其它方面是明显的。

附图说明

图1是无线通信系统的一部分的示意图；

图2是在图1的系统中所用的SINR估计器的示意图；

图3是在图2的估计器中所用的低通滤波器的示意图；以及

图4是估计SINR的方法的流程图。

具体实施方式

为了简化对所述估计器的描述和理解，实施例的以下描述将假定：

-虽然以下公开和相关分析可以被扩展到其它信号方案，但是这里只考虑二进制相移键控(BPSK)调制；

-将噪音和干扰共同作为加性高斯白噪声(AWGN)进行建模，但是从以下公开应当理解的是，这不会限制以下估计方法的应用；

-传输被组织进固定持续时间的时隙中，每个时隙包括已知的导频符号和数据符号；

-假定信道衰减和相移在一个时隙内是固定的，并将其视为未知常数，而不是作为随机变量(无衰落假设)。

图1示出了无线通信系统2的一部分。例如，系统2是CDMA(码分多址)系统或TDMA(时分多址)系统。为说明起见，系统2被假设为UMTS(通用移动通讯系统)。

在以下描述中，对所属领域的技术人员所共知的功能和结构将不作详细描述。

系统2具有一个基站4(还已知为节点B)和诸如移动电话之类的移动终端6。

基站4具有用以传输无线电信号10的无线发射机8。

终端6具有射频接收机12，其与天线14连接以接收无线电信号10并且将其转换成基带信号。

终端6还具有基带处理器16，其与接收机12连接用以处理基带信号。

例如，将SINR估计器18实现为基带处理器16的一部分。

例如，无线电信号10被划分为10ms帧，每一帧被划分为15个时隙，每个时隙具有10/15ms的持续时间。在GSM(全球移动通信系统)或UMTS(通用移动通信系统)标准中定义了这种时隙。在每个时隙期间，传输N_P个导频符号。N_P可根据传输条件发生变化。举例来说，N_P可以从以下数字组中选择：{2；4；8；16；32}。

导频符号是预定符号，在导频符号被接收前，终端6已知其值。更确切地说，在每个导频符号被接收前，终端6就知道了这个导频符号的期望值。

图2更详细地示出了估计器18。

估计器18具有用以接收已解调的导频符号的输入端30。例如，通过乘法器32计算出每个已解调的导频符号，该乘法器32将导频符号的预期值和该导频符号的接收值进行相乘。

估计器18还具有三个输出端34、36和38，分别用于输出第k个时隙的导频符号幅度的平均值或平均幅度Y_K的估计SINR估计和方差估计

估计器18具有计算平均幅度估计的上部分支40和计算估计和的下部分支42。

分支40具有平均模块44和低通滤波器46，其中，平均模块44计算第k个时隙的已解调导频符号的平均幅度Y_K，低通滤波器46从平均幅度Y_K中计算估计

例如，平均模块44包括加法器48和除法器50，加法器48对在第k个时隙期间所接收到的所有接收到的已解调导频符号的幅度Y_kj进行相加，而除法器50用这个总和除以数量N_p。

滤波器46是IIR滤波器，其具有用以考虑估计的反馈回路。

下部分支42具有用来计算在第k个时隙期间所接收的已解调导频符号的能量Y_K²的计算器52和用以确立方差σ_K的减法器54。

计算器52能够根据以下关系计算已解调导频符号的能量：

$>\overline{Y_K^2}=\frac{1}{N_p}\left(\underset{j=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{Y}_{K_j}^2\right)---\left(3\right)$>

例如，计算器52具有以下串联的单元：

-平方单元56，其从已解调导频符号幅度Y_kj计算Y_Kj²；

-加法器58，其计算总和以及

-除法器60，其用由加法器58所计算的总和除以在第k个时隙期间所接收的导频符号的数量N_p。

减法单元54根据以下关系计算方差σ_K：

$>{\sigma }_K=\overline{Y_K^2}-{\overline{Y_K}}^2---\left(4\right)$>

其中，Y_K²是平均幅度Y_K的平方。

估计器18具有平方单元62，用以从由平均模块44所输出的平均幅度Y_K计算Y_K²。

减法单元54具有一个与计算器52的输出端连接的输入端、一个与平方单元62的输出端连接的输入端和一个用以输出方差σ_K的输出端。

下部分支42还具有自适应IIR低通滤波器66和除法器68。

滤波器66具有与减法单元54的输出端连接用以接收方差σ_K的输入端和用于输出估计方差的输出端。

滤波器66至少具有一个可调节系数，并且具有用以接收对可调系数值进行调节的指令的输入端70。

滤波器66的输出端与估计器18的输出端38连接。

在图3中更详细地描述了滤波器66。

除法器68被设计为根据以下关系来计算SINR估计

$>{\hat{\theta }}_K={\left({\hat{Y}}_K\right)}^2/{\hat{\sigma }}_K---\left(5\right)$>

为了完成这个计算，除法器68具有两个输入端：一个与滤波器66的输出端连接，另一个与平方单元74的输出端连接。除法器68还具有与估计器18的输出端36连接的输出端，用来获得SINR估计

平方单元74能从滤波器46所输出的平均幅度估计计算其平方值

估计器18还具有电子控制器78，其能够根据数量N_p来调节滤波器66的可调系数的值。控制器78具有与输入端70连接的输出端。

图3更详细地示出了滤波器66。滤波器66具有反馈回路80，用以在方差估计的计算过程中考虑之前估计的方差

例如，根据以下关系，滤波器66从方差σ_K和估计获得方差估计

$>{\hat{\sigma }}_K=a{\sigma }_K+b{\hat{\sigma }}_{K-1}---\left(6\right)$>

其中：

-a是预定系数，

-b是可调节系数，以及

是之前时隙，即第(k-1)个时隙的方差估计。

例如，a等于常量值α。b系数由以下关系给出：

$>b=1-\alpha +\frac{\alpha }{N_p}---\left(7\right)$>

在所示的示例中，滤波器66具有：

-乘法器82，其把方差σ_K和预定常量α值相乘，

-加法器84，其将关系(6)的项α·σ_K和项进行相加，

-乘法器86，其将估计和系数进行相乘，以及

-延时单元88，其将估计输出至加法器84的输入端。

参考图4，现在对估计器18的操作进行描述。

首先，在初始化阶段100期间，在步骤102中，基站4将数N_p的值传输至终端6。例如，该传输发生在终端6和基站4之间的通信链路的确立阶段。

在步骤104中，控制器78接收数N_p的值并且根据关系(7)自动调节系数b的值。

一旦系数b的值已被调节，则在阶段106中，估计器18计算方差估计

在阶段106的起始时期，在步骤108中，乘法器32对所接收的导频符号进行解调，并且将已解调的导频符号Y_kj输出至输入端30。

在步骤110中，模块44从在第K个时隙期间所接收的已解调导频符号Y_kj计算平均幅度Y_K。

在步骤112中，滤波器66对平均幅度Y_K进行滤波，以输出平均幅度估计在步骤114中，估计器18输出平均幅度估计

与步骤110至114同时进行，在步骤116中，计算器52计算能量Y_K²。

然后，在步骤118中，减法单元根据计算器52和平方单元62的输出计算方差σ_K。

在步骤120中，滤波器66对方差σ_K进行滤波，以获得根据关系

(6)计算出的方差估计

在步骤122中，估计器18输出方差估计

在步骤122的同时，在步骤124中，除法器68根据关系(5)计算SINR估计

在步骤126中，估计器18输出SINR估计

很多其他的实施例也是可行的。例如，低通滤波器66可以由其它低通滤波器代替，该滤波器可以不是自适应IIR滤波器，但至少具有一个可以被控制器78调节的可调节系数。

在本说明书和权利要求中，在元素前面的“一”不排除多个这种元素的存在。而且，除了所列举的元素和步骤，词语“包括”不排除其它元素和步骤的出现。

包括在权利要求的括弧中的参考标记的目的是帮助理解本发明，而不是为了对本发明进行限制。