用于实现和/或使用放大器和/或用于执行各种放大相关操作的方法和装置

摘要

描述了用于实现和/或使用放大器以及执行各种放大相关操作的方法和装置。这些方法非常适合但并不仅限于与开关型放大器一起使用。本文中描述的这些方法和装置允许开关放大器的使用同时减少了此类放大器的使用通常会产生的畸变和/或对此作出补偿。所描述的方法和装置可被单独使用或与各种能以诸如使之能在无线传输中实现实际应用和/或实现其他应用的方式来使对开关放大器的非理想性态作出补偿较为容易的新颖的信令方案组合使用。

说明书

发明领域

本发明涉及放大器方法和装置，尤其涉及用于实现和/或使用放大器和/或用于 执行各种放大相关操作的方法和装置。

背景

增量总和(Δ∑)调制器是用于因果地计算模拟信号或实质上连续值的数字信 号的离散值(常为二值)的数字逼近或近似表示的器件。此表示典型地是量化成少 数几个离散级(例如，两个)的高速率(例如，高时钟速率)信号。Δ∑调制器常 在模数转换中使用，并且也在数模转换中使用。产生二级表示的Δ∑调制器是与开 关放大器联用的良好候选，因为此类放大器本质上具有两个高功效状态并且通过在 这两个状态之间切换来工作。

尽管已经对例如RF应用等的一些高频应用尝试了使用Δ∑调制器作为功率放 大器件的一部分，但是Δ∑调制器的使用因已知实现所引入的信号畸变之故而一般 是受限的。尽管与使用较低成本组件的实现相比，使用高准确性并因而高成本的开 关元件能有助于减少畸变量，但是已知的基于Δ∑调制器的放大器所引入的畸变对 于许多应用——尤其是基于Δ∑调制器的放大器的功率效率优势将尤为可取的无线 通信应用——来说仍然太高。

鉴于上面的讨论，应当领会普遍需要改进的执行放大和实现放大器件的方式。 就Δ∑调制器而言，尽管已知有使用Δ∑调制器的放大器，但是仍需要改进的允许在 放大器件中使用Δ∑调制器的方法和装置。相应地，需要改进的用于实现使用Δ∑调 制器的放大器的方法和装置。鉴于与在功率放大器中使用Δ∑调制器相关联的畸变 议题，如果能开发出减少、补偿、或消除因使用Δ∑调制器而引入到信号中的畸变 的方法将是有益的。尽管一些改进可能是针对改进的电路系统或装置，但其他的改 进可能针对被Δ∑调制器处理的信号或是使用Δ∑调制器的功率放大器被控制的方 式。

概要

描述了用于实现和/或使用放大器和执行各种放大相关操作的方法和装置。这 些方法非常适合但并不限于与开关型放大器一起使用。可使用本发明的各种方法和 装置采用例如一个或多个S型或D型放大器来执行功率放大操作。

所描述的方法和装置可在广阔应用范围中使用。各种实施例非常适合于例如 在基站或无线终端等之中的无线传输应用。其他实施例非常适合于采用放大器的音 频及其他应用。这些方法和装置并不限于这些应用，而是也可在其他应用中使用。

功率效率在发射机用放大器中将是重要的，然而苛刻的线性度要求往往致使 放大器效率非常低下，对于许多现有系统中的无线基站仅在5-10％的数量级上。 开关放大器可以是功率效率非常高的，但是通常不被用于无线应用，因为在已知系 统中，无线应用中使用的高频信号无法使用开关放大器来足够准确地再现。

本文中描述的方法允许开关放大器的使用同时减少了此类放大器的使用通常 会产生的畸变和/或对此作出补偿。所描述的方法和装置可被单独使用或与各种能 以诸如使之能在无线传输中实现实际应用和/或实现其他应用的方式来使对开关放 大器的非理想性态作出补偿较为容易的新颖的信令方案组合使用。

采用所描述的方法和/或装置，开关型放大器的保真度可被提高，从而此类放 大器能够以某种形式被应用于包括例如音频应用在内的使用功率放大器的各种各 样的应用。

尽管在上面的概要中讨论了各种实施例，但应领会未必所有实施例都包括相 同特征，并且在一些实施例中，上面描述的特征中有一些不是必要的但可能是可取 的。众多其他特征、实施例、以及各种实施例的裨益在接下来的具体说明中讨论。

附图简要说明

图1是根据各个实施例的一种示例性的简单一阶Δ∑调制器的图释。

图2是根据各个实施例的一种Δ∑调制器的示例性形式的图释。

图3是根据各个实施例的一种示例性二阶Δ∑调制器的图释。

图4是根据各个实施例的一种示例性频移Δ∑调制器的图释。

图5是根据各个实施例的一种示例性开关放大器、滤波器及负载的代表性电 路形式的图释。

图6是图解了根据各个实施例的Δ∑校正的概念的图释。

图7是图解了根据各个实施例的一种示例性校正计算模块并描述了示例性校 正计算的图释。

图8是图解了根据各个实施例的耦合到复Δ∑调制器模块的一种校正计算模块 的图释。

图9是图解了根据各个实施例的一种示例性直接调制方案的图释。

图10是图解了根据各个实施例的一种示例性直接调制方案的实形式的图释。

图11是图解了根据各个实施例的一种示例性直接调制方案的经重排实形式的 图释。

图12是图解了根据各个实施例的来自一种直接调制方案的示例性经重排实形 式的示例性波形的图释。

图13是图解了根据各个实施例的一种时变量化器的图释。

图14是图解了根据各个实施例的一种示例性直接调制方案的示例性四相载波 时钟实现的图释。

图15是图解了在各个实施例中使用的一种替换频移Δ∑形式的图释。

图16是图解了可在图15的频移Δ∑中使用的一种替换等效第一级的图释。

图17是图解了根据各个实施例的被用来调制单个时钟的Δ∑调制器模块的图 释。

图18是图解了在各个实施例中使用的一种包括二级量化器的示例性Δ∑调制 器模块的图释。

图19是图解了一个示例性实施例的示例性的可能的判定域的图释。

图20是图解了在各个实施例中使用的示例性6点和11点星座的图释。

图21示出了根据各个实施例的在有8倍于载波频率的时钟可用时可采用的一 种示例性星座。

图22是图解了根据各个实施例的示例性的基于接收机的校准的图释。

图23是图解了一种示例性时变Thevenin(戴维南)等效电路的图释。

图24是根据各个实施例的一种示例性时变Thevenin等效电路、滤波器及负载 的图释。

图25是根据各个实施例的例如OFDM无线通信系统等的一种示例性无线通 信系统的图释。

图26是根据各个实施例的一种示例性基站的图释。

图27是根据各个实施例的例如移动节点等的一种示例性无线终端的图释。

图28是根据各个实施例的一种操作包括Δ∑调制器和校正计算模块的器件的 示例性方法的流程图的图释。

具体说明

为了增进对本发明的各个特征和裨益的理解，了解Δ∑调制器及其单独和与开 关型放大器组合的效果将是有用的。

2.1经由Δ∑的信号表示

在[-1，1]范围中取值的平滑实值函数f可由仅取±1值的函数来作任意精度 的“弱”逼近。“弱”逼近意味着对于任何合适的平滑函数g，积分

$\int (f\left(x\right)-\tilde{f}\left(x\right))g\left(x\right)\mathrm{dx}$在幅值上都将相对较小。

Δ∑调制适用相同原理。2W_B Hz带宽的低通(例如，平滑)信号U由时钟频 率f_C＝(OSR)W_B的离散信号V来逼近，其中OSR是过采样率。为便于解释，离散 值信号可被视为仅在时钟边界上改变其值的离散值函数(例如，二值函数)，或可 被视为一系列离散地比例定标的可能与方形脉冲卷积的δ函数。

Δ∑可被应用于连续时间信号和离散时间信号两者。我们应主要聚焦在可能由 对连续时间信号作用的采样保持操作而产生的离散时间信号上。

图1中描绘了用于离散时间信号U 102的一种简单的Δ∑调制器。示例性Δ∑调 制器100包括如图1中所示地耦合在一起的加法器104、时钟106、积分器108、 以及比较器110。积分器108包括加法器112和寄存器114。在每一时钟循环里， 寄存器114保存加法器112的数字输出。至加法器112的输入是寄存器128中先前 存储的值以及差分信号D 116。由此，作为S 122存储在此寄存器中的加法器112 的输出是差分信号D 116的积分(时间和)。比较器110(在本例中为1比特)或 量化器将信号S 122根据例如其符号量化成例如±1。此信号可被比例定标到其他 某个值——例如±A——以产生逼近V 124。为简单化我们将假定单位比例定标， 从而将其兼并到上述量化器中。由此，信号S 122是U-V的时间积分，并且量化 器选择一值以试图减小此积分的幅值。此电路因而试图构造能本地最小化∫₀^T(U-V) 的V 124。考虑U和V的傅立叶变换我们看出此电路尝试压低$\frac{1}{\mathrm{i\omega }}(\hat{U}\left(\omega \right)-\hat{V}\left(\omega \right)),$其 中

$\hat{U}\left(\omega \right):={\int }_{-\infty }^{\infty }{e}^{-\mathrm{j\omega t}}U\left(t\right)\mathrm{dt}.$

由此在ω值很小的情况下逼近

上面的基本理念能以数种方式被推广到更高阶的(一重以上积分)、更一般 化的误差函数(组合不同的积分)以及多级量化器等。图2的图释200中描绘了一 种更加一般化的形式。图2包括如图所示地耦合在一起的线性变换函数模块202 和量化器模块204。线性变换函数模块202接收输入U(z)和V(z)，执行线性运算， 并生成输出S(z)。量化器模块204接收S(z)作为输入并输出V(z)。在此

S(z)＝U(z)L₀(z)+V(z)L₁(z)

并且

V(z)＝S(z)+E(z)

其中E(z)表示量化噪声，并且

$V\left(z\right)=\frac{L_0\left(z\right)}{1-L_1\left(z\right)}U\left(z\right)+\frac{1}{1-L_1\left(z\right)}E\left(z\right)$

其中z如在标准z变换中那样表示单位延迟。

此系统还能以状态空间形式表达

S_t＝CX_t+D_UU_t

X_t+1＝AX_t+B_UU_t+B_VV_t

V_t＝S_t+E_t

其中X的维度即为此调制器的阶数。

例如，考虑图3中所示的系统300。示例性系统300图解了一种示例性的二阶 Δ∑调制器。系统300包括如图3中所示地耦合在一起的第一加法器302、第一积 分器304、第二加法器306、第二积分器308、以及比较器310。至第一加法器302 的输入是数字输入U310和-V314。第一加法器302的输出是信号318。至第一积 分器304的输入是信号318，并且第一积分器304的输出是信号320。至第二加法 器306的输入是信号320和-2V316。第二加法器306的输出是信号322，其即为 至第二积分器308的输入。第二积分器308的输出是信号S 324，其即为至比较器 310的输入。比较器310的输出是比特流输出信号326和信号V。在此，

$X_{T+1}^1=\underset{t=0}{\overset{T}{\Sigma }}(U_t-V_t)=X_T^1+(U_T-V_T)$

$X_{T+1}^2=X_T^2+X_T^1-{2V}_T$

在此情形中我们有

$X_{t+1}=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 1& 1\end{array}\right)X_t-\left(\begin{array}{c}1\\ 2\end{array}\right)V_t+\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right)U_t$

以及$L_0\left(z\right)=\frac{z^{-2}}{{\left({1-z}^{-1}\right)}^2}$和$L_1\left(z\right)=\frac{z^{-2}-{2z}^{-1}}{{\left({1-z}^{-1}\right)}^2}.$

2.2带通信号的表示

带通Δ∑是可能实现的，并且时钟频率可比载波频率快一小倍数(例如，4倍 或8倍)。其根本原因在于可采用滤波器来确保带内信号被放行而其他信号被抑制 并且载波的调制——其在实效上是一低通信号——在高到足以也能恢复出载波相 位的高速率下被采样。

本发明利用此基本原理。根据本发明，利用Δ∑调制器来转换基带信号，并且 其结果就是带通RF信号。

RF信号的标准数学表示是

$\mathrm{Re}\left(u\left(t\right)e^{j2\pi f_{C}t}\right)$

其中u(t)是复基带信号，并且f_C是载波频率。通常u(t)的带宽比f_C要小的多。例如， u(t)可能具有5MHz的带宽，而f_C可能是2GHz。但是，其他频率也是可能的，并 且本发明并不限定于这些示例性频率。

可采用在例如4或8f_C下运行的Δ∑调制器来将通带RF信号转换成二进制表 示。在许多情形中，要求对信号作如此高速的采样是不可取的。

一种较简单且更直接的途径是在基带信号上分别对I和Q分量(实部和虚部) 执行Δ∑调制然后将组合所得结果数字地调制到载波频率上。从下面的5.1节开始 我们将聚焦于本发明的采用此途径的一些实施例。

3.复Δ∑和RF调制

复基带信号通常被分成其实部和虚部(I和Q)。这两个信号的Δ∑调制可被 独立进行。但是，出于本发明的目的，考虑单一的复Δ∑调制器将是更加便利的。 实部和虚部的求和可如在通常的复数加法中那样独立进行。量化器对复信号进行操 作，并且其输出一般可被视为离散复信号。量化器可能在实效上是时变的。在量化 器独立地量化实部和虚部的最简单的情形中，根据本发明使用的复Δ∑调制器可以 仅是并且在一些实施例中的确仅是两个同步且并行操作的实Δ∑调制器。

复Δ∑调制器将产生最终将被调制到RF频率的复基带信号的表示。在一些情 形中，此RF表示是直接产生的。实现此功能的技术中有一些是本发明的中心。我 们考虑的这些结构取复基带信号作为输入并产生该信号的二值实RF已调制逼近， 其噪声被整形为绝大部分落在带外。我们将一般化地称此类结构为频移Δ∑。

图4的图释400图解了频移复Δ∑的理念。复(基带)Δ∑ 402的一输出V(基 带表示)404是输入U 406的离散复逼近。在反馈路径中利用此信号404来衡量其 从U 406的偏离，由此来控制Δ∑ 402判定。在频移Δ∑ 402中，“真正”的输出 是W 408。此输出W 408表示U 406的经频移版本。W 408往往将是二值实信号。 W 408往往将以一种简单方式来与V 404相关并且将是可从V 404推导出的。由此， 关于W 408的所有信息在V 404中是可得的，反之亦然。

4.针对切换扰动的校正

本发明针对的一种应用是例如带通RF信号或其他信号的功率放大。由频移Δ∑ 调制器产生的信号501根据本发明被用来驱动如图5的图释500中所描绘的(二态) 开关放大器502。例如，产生信号501的这一频移Δ∑调制器可以是图4的Δ∑调制 器402，并且信号501可以是信号W 408。采用例如高功率FET晶体管(504、506) 的开关单元502起到分别将输出507连接到具有两个电压电平——这里指示为+A 和-A(508、510)的作用。开关单元502驱动包括带通滤波器512继以负载514 的电路511。此放大器的开关单元(SU)502不能被指望能准确地再现驱动其所用 的波形，在高频高功率设置中尤为如此。

图6的图释600图解了Δ∑校正的概念。对于频移Δ∑调制器，例如图6的频移 Δ∑调制器602，信号W或W_A 614——其中W_A 614表示W的适合驱动开关单元604 的模拟波形——决定V 618，并且这两者之间的关系是相对较简单直接的。这里我 们令M 608表示从W_A 614得出V 618的映射。在图6中我们图解了频移Δ∑ 602 的Δ∑校正的概念。输送给滤波器/负载606的实际波形当然会不同于W_A6 06。我们 用616来表示此实际波形。现在，我们想像一种将616换为620满足如 果${\tilde{W}}_A=W_A$则有$\tilde{V}=V$的映射610。其理念是通过在Δ∑调制器602的反馈路径中 用来替代V，就将表示U 612的经频率平移的版本。换言之，620将是616 的忠实基带表示。函数620可被假定为是具有与V 618相同的采样时间的离散时 间函数。在这一情形中，这些值已被调整。此校正操作的目标是调整V 618的值以 便于正确地产生620，从而在实效上信号616表示U 612的经频移版本。预 期W_A 614因而将不再是经频移的U 612的忠实表示而确切而言将表示经补偿的版 本，并且在许多实施例中也的确如此，在此根据本发明补偿针对的是例如晶体管等 的这一个或多个开关单元的非理想的性态。

开关放大器中非理想的性态有许多来源。这些来源包括在这两个切换方向上 可能有所不同的有限的转换速率、瞬态阻抗、电流相关的电压降等。这些效应中有 显著的一部分在于状态之间切换期间发生。因而在高工作频率下，由这些效应引起 的畸变会激化。

根据本发明，建模各种现实状况下功率输送电路(例如，功率晶体管)非理 想的性态以分析对信号的影响并利用其结果通过变更频移Δ∑调制器的状态来校正 驱动信号是可能实现的。换言之，校正V以使之更接近地近似是可能实现的。在 实践中，这可能会变得错综复杂，但是当采用本发明的方法和/或装置时就可能实 现。根据本发明，校正Δ∑调制器的内部状态是可能实现的。

构成本发明的根本的观察之一在于波形的畸变有一部分会依赖于正被输送给 滤波器和负载的电流，在切换跃迁期间尤为如此。对于带通RF信号，至负载的电 流与成比例，可能有一定的相移。更具体的分析在本申请中小标题“分 析以及补偿形式”下的部分中给出。在本讨论中，使用u(t)来表示基带信号。在一 些情形中，例如在带通滤波器非理想的场合，u(t)可以是输入信号的经滤波的版本。 由此，校正将是若干近期跃迁和当前基带信号、或此基带信号的经滤波版本的函数。

此开关单元是一物理器件。因切换而产生的扰动将随时间推移而衰退。但是， 我们可假定对先前一定时间量上的电流和至此单元的输入的知识可将此电路的输 出确定到充分的精度。至此电路的输入由频移Δ∑的输出决定，而假定操作正确， 此电流由输入信号决定。因为与工作频率相比，滤波器的带宽很小，因此跃迁的记 忆通常要比至滤波器的电流的包络在其上可能发生显著改变的时间量程小的多。因 此，对V所作以图更好地逼近的校正将是包括Δ∑调制器过往若干离散输出和基 带输入、或其经滤波版本的状态的函数。

图7是图解了可在图8中所示的系统800中使用的校正计算模块702的图释 700。图7和8图解了根据本发明实现的经补偿Δ∑电路的理念。图8的系统800包 括耦合到校正计算模块702的复Δ∑调制器802。信号U 704是被输入到复Δ∑调制 器802和校正计算模块702两者的复基带信号。传达来自Δ∑的复判决的信号V 706 从Δ∑调制器802输出，并被用作至校正模块702的输入。校正计算模块702输出 传达对反馈和状态值的校正的校正信号708，其被输入至复Δ∑调制器802。在校正 计算模块702中，自接收到的信号706获得状态信息707，例如V(t-1)、V(t)等。 自复基带输入信号704获得足以推导出电流的输入信号或此输入信号的经滤波版 本705。例如，信息705是确定在理想Δ∑调制器用功率放大器中想要的电流所需 的信息。在子模块709中，校正计算模块702执行对判决反馈的校正的计算，例如， 模块709执行基于状态信息707的参数查找以及对电流信号的参数化函数的计算以 确定校正。输出校正信号708被输入到复Δ∑调制器802。补偿器校正代表此信号 的反馈项以反映功率放大器的作用。一般而言，此校正将取决于某个过往窗口中的 Δ∑输出判决并且还将取决于合需的信号或经滤波的版本。

例如校正计算模块等的补偿器使用并且常常存储可从放大器的工作习知的各 种参数。所利用的参数中有一些或全部可在校准模式下脱机地确定和/或可被编程 到校正计算模块中。在一个一般化的实施例中，电流相关的校正被表示为在复平面 中许多离散点上制表的函数的值。然后通过内插来对此函数求值。根据本申请可采 用的一种较为简单的替换方案使用参数化函数集。由本申请的发明人所作的分析表 明，依赖于电流的各种低阶项就已足够，例如参见第8节。本发明的其他方面—— 包括各种频移Δ∑方案——是为降低此计算的复杂度而设计的。我们将在本申请的 后续几节中针对此议题进行讨论。

在本申请稍后的几节中，我们证明预期从电流相关校正中出现αu+βu^*形式的 项是合理的。我们将称此项为比例项。一个此类项需要4个实参数，如复系数α和 β所指示的。所需的此类项的数目取决于特异情形的数目。具有不同的相关历史的 不同跃迁构成可能需要特异参数的不同情形。在以下几节中描述的本发明的调制方 案中有许多旨在使采用特异参数的情形的数目最小化。我们在开发这些不同调制方 案时一般会考虑此类情形的数目。

5.频移Δ∑

在本节中，我们给出能够并且的确在本发明的各个实施例中使用的各种频移 Δ∑调制方案。

5.1直接调制方案

图9的图释900图解了直接调制方案的一个示例。图释900包括如图9中所 示地耦合在一起的线性变换函数模块901、量化器Q₄ 902、脉冲整形模块904、乘 法器模块908、实部确定模块910、和脉冲整形(D/A)模块914。线性变换函数模 块901接收数字输入U和输入V，执行线性运算，并输出信号S。信号S被输入 到量化器902，后者生成输出Y和V。输出V是至线性变换模块901的输入的反 馈，而输出Y是至脉冲整形模块904的输入。频移Δ∑调制器的一种我们将称之为 本发明的直接调制方案的简单方案如下。假设基带I和Q信号被Δ∑转换以在f_C/K 采样每秒的速率下产生±1表示

I＝...，b_-1，b₀，b₁，...

Q＝...，c_-1，c₀，c₁，...

其中K是一正整数。将这些序列视为函数$I=\underset{i}{\Sigma }{b}_i{\delta }_{\frac{\mathrm{iK}}{f_C}}$和$Q=\underset{i}{\Sigma }{c}_i{\delta }_{\frac{\mathrm{iK}}{f_C}}$将更为便利，其 中δ_t表示定位在时间t上的Dirac(狄拉克)δ函数。我们可视这对函数为复函数 I-jQ，从而将其看作一系列复δ函数。其傅立叶变换是周期性的，周期为

考虑通过例如使用脉冲整形模块904来重复每一采样4K次来作升采样，由此 诸采样现在间隔T：＝1/(4f_C)秒。这可被看作将函数I-jQ与卷积。此函数的 傅立叶变换是

$\frac{1-e^{-\mathrm{j\omega }4\mathrm{KT}}}{1-e^{-\mathrm{j\omega T}}}=e^{-\mathrm{j\omega }(2K-\frac{1}{2})T}\frac{\sin 2\mathrm{KT\omega }}{\sin \mathrm{T\omega }/2}$

即跨基带几乎平坦的sinc函数的周期性形式。

现在考虑使用乘法器908将此函数905乘以906以产生信号909。在采 样点上，这定值为序列…，1，j，-1，-j，1，…。此运算将傅立叶变换平移f_CHz。 使用模块910来取结果909的实部得出

$\underset{i}{\Sigma }{b}_i\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}({\delta }_{\frac{4(i+k)}{{4f}_C}}-{\delta }_{\frac{4(i+k)+2}{4f_C}})+\underset{i}{\Sigma }{c}_i\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}({\delta }_{\frac{4(i+k)+1}{4f_C}}-{\delta }_{\frac{4(i+k)+3}{4f_C}})$

例如，在此情形中，对于K＝1，我们实际上得到以下序列

...，b₀，c₀，-b₀，-c₀，b₁，c₁，-b₁，-c₁，...。

最后，由例如脉冲整形D/A模块914将结果W 912与方形函数(在 上为1，并且在其他地方为0)卷积以得到±1函数W_A 916。这可被看作是 脉冲整形步骤。在图9中图解了此过程，这里我们引入了量化器Q₄ 902来表示将 其自变量的实部和虚部独立地根据其符号量化成+1和-1的四象限量化器。

如果我们注意到在时钟周期内和在该周期起始两者处发生的这组跃迁，则我 们可计及这些跃迁中的每一个。在此情形中预期此校正中的记忆效应可被限于一个 Δ∑时钟循环是合理的。因此，对给定循环的校正取决于在该给定循环里的判决以 及在前一循环里的判决，更早的判决可被忽略。在每一Δ∑循环里，信号W_A是与 载波同频的方波。这些跃迁的影响将取决于电流相对于那些跃迁的位置的相位和振 幅。+1至-1的跃迁可能与-1至+1的跃迁有不同性态。因此，对于这些比例项我 们可能需要4*16＝64个参数来覆盖这些情形中的每一个。对于移位或如果需要更 高阶的电流相关项，可能要使用更多的参数。考虑例如图10的图释1000中所示的 实施例。图10的图释1000图解了直接调制方案的实形式。图释1000包括如图10 中所示地耦合在一起的线性变换函数模块901、量化器Q₄ 902、脉冲整形模块904、 实部确定模块1001、虚部确定模块1003、第一乘法器模块1006、第二乘法器模块 1012、加法模块1018、以及脉冲整形(D/A)模块1022。注意在图10中，脉冲整 形模块904的输出被用作至实部确定模块1001和虚部确定模块1003两者的输入。

注意到，表示U的Δ∑环路可在比f_C慢得多的频率上运行(K可以很大)。例 如，如果载波频率是1GHz，则W的采样是在4Gsps(千兆采样每秒)。U所用 的Δ∑环路可在此速度的某个零头——例如200Msps(兆采样每秒)上运行。

上面的方法可用其他方式来诠释。例如，我们可有效地避免复域如下。令I^↑4K和Q^↑4K表示经升采样的I和Q信号。我们使用乘法器模块1006将I^↑4K 1002乘以 cos(ω_Ct)1004，在此当然有ω_C：＝2πf_C，其在各采样点上得出以下序列

…，0，1，0，-1，0，1，0…

并且我们使用乘法器模块1020将Q^↑4K乘以sin(ω_Ct)1010，其在各采样点上得出以 下序列

…，-1，0，1，0，-1，0，1，…

然后可使用加法器模块1018简单地将这些结果(1014、1016)相加以得出W 1022。 图10图解了这一诠释。操作的排序可被改变，如图11的图释1100中所示。图释 1100图解了图10的直接调制方案的经重排的实形式。在图11中，是在使信号经 过加法模块1110之前由两个脉冲整形(D/A)模块(1102、1104)执行处理，而 在图10中，信号加法是由在单个脉冲整形(D/A)模块1022之前的加法模块1018 执行的。在图11的实现1100中，来自乘法器1014的输出信号1014被输入至脉冲 整形(D/A)模块，而来自乘法器模块1108的输出信号1016被输入至脉冲整形(D/A) 模块1104。分别来自这些脉冲整形D/A模块(1102、1104)的输出信号(1106、 1108)被输入到加法模块1110，后者组合这些信号并生成输出信号W_A 1112。图 12的图释1200中描绘了由此编排产生的示例性波形，从页面顶往页面底看时，图 12分别图解了示例性信号1102、1014、1008、1106、1108、1112。

图13的图释1300中示出了根据本发明另一个特征的一种更具启发性的变形。 在此，作4K升采样以及乘以可被放在量化器之前。线性变换函数模块1301 接受输入U和V，执行线性运算，并输出信号S。信号S是至脉冲整形模块1302 的输入。脉冲整形模块1302输出信号1303，其即为至乘法器模块1306的输入。 乘法器模块1306将输入信号1303与1304相乘从而得到信号1307，后者 被输入到量化器Q₄ 1308。量化器1308的对称性匹配时基从而如果由乘法器模 块1314将量化器Q₄的输出1310乘以1312得到信号1315然后由模块1316 对信号1315作4K降采样得到V，则此操作恰如以前。注意到模块1314和1316 的操作(解调和降采样)执行模块1302和1316(升采样和调制)的逆转。来 自Q₄的输出Y1316已经以ω_C为中心。在这样一个实施例中，我们使用模块1318 来取信号Y 1316的实部并得到信号W 1320。信号W 1320经脉冲整形(D/A) 模块1322作脉冲整形得到输出信号W_A 1324。注意到在这一实施例中，除了在 反馈路径中以外不使用量化器的虚输出。我们也可将其从反馈路径中移除，前 提是我们恰当地调整了降采样。这表明根据本发明的一些实施例，在Δ∑环路内 用实量化器来工作是可行的。

5.1.1有延迟的实现

此直接调制方案可能看起来需要有频率在4f_C的输出时钟或至少是频率在2f_C的可逆方波时钟。但是，我们可用在f_C上运行的方波时钟，通过规定该时钟有四 个等间隔的相位，并通过利用量化器的复输出在它们之间作出选择来实现上面的方 案。图14的图释1400图解了根据本发明的利用此理念的这一特征来实现的电路。 图释1400图解了根据本发明的各个实施例的直接调制方案的一种示例性四相载波 时钟实现。数字输入U和反馈输入V被线性变换函数模块1401用作输入，此模块 1401执行线性运算并将信号S输出至量化器Q₄ 1414的输入。设置一具有四个等 间隔的相位(1402、1404、1406、1408)的时钟。复用器模块1416利用量化器Q₄1414的复输出Y 1410在时钟输出信号W_A 1418的这四个相位之间作出选择。一次 选择被作用K个载波循环的历时。在各个实施例中，复用器1416的切换速率比时 钟速率要慢。

5.2更加一般化的形式以及偏移时钟

图15的图释1500中描绘了频移Δ∑的另一种变形，在此我们还指示出了不同 的时钟域。图释1500图解了一种替换形式的频移Δ∑，其包括具有时钟周期T₁的 第一级1502继以具有时钟周期T₁/K的第二级1504。第二级1504继以脉冲整形 (D/A)1506。

第一级1502包括线性变换函数模块1502、第一乘法器1503、量化器Q₂ 1508、 以及第二乘法器1505。线性变换函数模块1501接受数字输入U和反馈输入V，执 行线性运算，并生成输出信号S。输出信号S和是至乘法器模块1503的输入， 此模块1503将一信号输出至量化器1508。来自量化器1508的输出信号Y是至第 二级的输入。来自量化器1508的输出以及是至乘法器模块1505的输入，其 得到输出信号V。

注意在图15的实施例中，我们使用了量化器Q₂ 1508。此量化器1508根据其 自变量的实部的符号产生±1。由于量化器1508的输出Y 1509是实数，因此我们不 需要选择实部，并且因子被用cos((ω_C-ω_S)t)来替代。在第二级1504中，输 入信号Y 1509由脉冲整形模块1511处理从而生成信号1513，由乘法器1515将其 与cos((ω_C-ω_S)t)1502相乘从而生成将从第二级1504输出的信号W 1517。脉冲整 形模块1506处理信号W 1517并生成信号W_A 1519。

顺便提及，具有时钟周期T₁的第一级1502具有如在图16的等效第一级1602 中图解的等效形式。第一级1602包括如图16中所示地耦合在一起的乘法器模块 1603、线性变换函数模块1601、和量化器Q₂ 1608。数字输入信号U以及是至 乘法器模块1603的输入，此模块1603将这两个输入之一输出至线性变换函数模块 1601。至线性变换函数模块1601的另一输入是量化器1608的输出。

在此，由模块1603将输入U调制到ω_S上，并且在传递函数L₀和L₁中，z被 用来替代，从而有效地将z域中的单位圆旋转成以ω_S为中心。无论是哪个量 化器，等效皆成立，即不仅对Q₂成立。

频率ω_S表示局部频移。甚至ω_S的负值也是可构想的，但我们将聚焦于正值。 现在将对这些参数各种可能的选择进行讨论。我们从设ω_S＝αω_C开始，其中α是一 分数。第一环路中的采样时间是T₁的倍数。为便于实现，我们可选择使得 $e^{j{\omega }_S\left({\mathrm{kT}}_1\right)}\in \{1,j,-1,-j\}$的T₁。如果f_ST₁＝αf_CT₁是1/4的倍数(优选为奇数倍)，我们就 能达成此目的。例如，我们将其设为由此

$\alpha f_C{T}_1=\frac{1}{4}$

我们观察到量化器Q₂在量化实部与虚部之间交替。出于构造，量化器Y的输出逼 近移位到中心频率ω_S的输入信号。换言之，逼近U。

类似地，为了确保W_A是二值函数，我们选择

$(1-\alpha )f_C{T}_1/K=\frac{1}{2}$

由此，在较快的处理中，我们有

$\cos \left((1-\alpha ){\omega }_C\left(k\frac{T_1}{K}\right)\right)\in \{1,-1\}$

(其中k是一任意整数)。因此我们得到如下关系

$\frac{1-\alpha }{\alpha }=2K$

这得到$\alpha =\frac{1}{2K+1}.$

最后，我们用宽度为的方波脉冲作脉冲整形以得出±1函数W_A。

注意到一种等效实现是仅取输出Y并使用其来调制频率为的方波时 钟，并且这原是根本的动机。图17的图释1700描绘了本发明的这一方案。图释 1700包括如图17中所示地耦合在一起的线性变换函数模块1701、第一乘法器 1702、量化器Q₂ 1703、第二乘法器1704、时钟1705、和时钟边界调制模块1606。 线性变换函数模块1701接收U(z)和V(z)作为输入，执行线性运算并生成输出信号 S(z)。输出信号S(z)以及是至乘法器模块1603的输入，此模块1603将一信号 输出至量化器Q₂ 1703。量化器Q₂ 1703用诸如BPSK量化来量化成2个量值。来 自量化器1703的输出Y(z)1705是输入至模块1706的控制，此模块1706因变于控 制输入信号1705来决定是否要将输入时钟1705倒相。模块1706接收输入时钟1705 并输出W_A。模块1706如所确定的那样在时钟边界上执行时钟的翻转。由此信号 W_A在任何给定时间或者匹配此时钟或者是此时钟的经倒相的版本。

除了能用频率低于f_C的单个时钟来实现这一事实以外，本发明的此方法的一 个优势在于它能显著地减少校正所需参数的数目。在每一循环中有两种可能的波形 而不是四种。所需比例参数的数目因而比前一种情形减少4倍(仍假定单个码元记 忆)。

在这一实施例中，我们仍可使用对称时钟(或两倍于此频率的时钟)来避免 更多的校正项。

5.3 0-1信号

迄今我们把讨论限定在了产生±1信号的系统和实施例。在此我们将考虑代之 以使用1和0的信号。将看到此类实施例就校正而言具有数个优势。

我们考虑图18中所示的本发明的非常简单的变形，并且我们假定时钟速度很 高——在载波频率的数量级上。图18可以是图17的实施例的一个特例。图18的 图释1800包括如图中所示地耦合在一起的线性变换函数模块1802、第一乘法器模 块1802、量化器Q₂ 1803、和第二乘法器模块1804。线性变换函数模块1801接收 输入信号U(z)和反馈信号V(z)作为输入，利用函数L₀(z)和L₁(z)来执行线性运算， 组合结果并输出信号S(z)。乘法器模块1802接收S(z)和作为输入并输出将被输 入至量化器Q₂ 1803的信号。量化器Q₂输出信号Y(z)。来自量化器Q₂ 1803的输 出还被输入至第二乘法器模块1804，此模块1804将来自量化器1803的输出与相乘从而得到V(z)。令量化器1803为非对称的，以仅产生实值0和1。点(1，0)周 围的某一区域得以被量化成1，所有其他点量化成0。理想情况下，输出Y是逼近 感兴趣的频带中的合需信号的实部的1-0离散信号。

令p/q为最低项中的一个分数。考虑对于载波的每p个循环有q个循环的时钟。 此时钟的每一循环越过载波的φ弧度，其中qφ＝p2π或即φ＝(p/q)2π。由此，采样 时间是p/(qf_C)Z，从而

$e^{j{\omega }_{C}t}\in \{1,e^{2\pi /q},e^{4\pi /q},...,e^{(q-1)2\pi /q}\},$

取q个可能的值。由此。由此Y是一0-1序列，并且在基带中逼近 U。我们通过使用宽度为的方波来对Y作脉冲整形，并且这可通过门控(允许 或不允许一脉冲)一频率为的时钟来实现。

如果举例而言q＝5，则可如图19中所指示地来选择量化器，在图19中，一 72度的锥形覆盖了选择1的区域，其中原点附近的区域被排除在外。可将此锥形 选择得更宽些——例如90度——以简化实现并促进在q个循环选择多点。图19 是图解了q＝5的示例性的可能的判定域的图释1900。图释1900图解了以纵轴1901 代表虚轴而横轴1903代表实轴的复平面。图中示出了点(1，0)1907，并且区域1905 得以被量化成1，此平面中的所有其他点量化成0。

在采用二阶电路的情况下，判定的效果要直到两个时钟之后才能被看见。因 此，如果p不等于1或q-1模q，则1在连续的两个循环中被拾取的可能性是非常 小的。由此，每一个1很可能继以0。在此情形中校正将可是近乎无记忆的或可能 的确是无记忆的，这可能是胜过其他某些实施例的一个优势。

在这一方案中减缓Δ∑时钟是可行的。例如，诸如图15中所示的架构中用0-1 量化器来取代Q₂是可能实现的，但其弱化为第二级中的重复。实际上，设ω_S＝αω_C， 并将时钟周期T₁设为满足

αf_CT₁＝2/q。

由此

(1-α)f_CT₁/K＝1。

因而

$\frac{1-\alpha }{\alpha }=\mathrm{Kq}/2$

或即α＝1/(1+Kq/2)。

图19示出了q＝5的一种可能的判定域。

由于驱动信号仅为0和1，并且所有相位信息被携带在脉冲位置中，因此校正 要求大大降低。如果所有的1都继以至少一个0，则在假定有恰当的脉冲整形的前 提下，切换效应有望是无记忆的。上和下跃迁中的非对称性是不相关的，因为这只 影响脉冲形状，并且可以使用单一形式。只要时钟是准确的，就可将校正限于电流 相关的校正。此外，在这一实施例中，因为是单脉冲形状，因此可使用单一校正函 数。

6.跨步Δ∑

噪声整形在比信号的Nyquist(奈奎斯特)速率高得多的高时钟速率下运行Δ∑ 环路可能是有利的。在许多实施例中，对于输入采样，在奈奎斯特频率的某个较小 倍数——例如16倍——下采样以使频域中的映像充分远离通常就足够了。此后， 可通过对此Δ∑的时钟速率而言重复K倍来对此信号作升采样。但是这意味着至Δ∑ 的输入对于那K-1次重复而言是可预测的。给定了Δ∑的状态X₀和输入U₀，直至 X_K的状态就是确定了的。我们在这些循环里可以不运行Δ∑环路，而是可以并且在 各个实施例中的确代之以直接跨步到状态X_K并产生关于这些步骤的这K个输出。 在此类实现中，我们能够自由地以数种方式来作推广。我们能够并且在一些实施例 中的确有差别地——例如非因果地——选取这些输出，并相应地更新此状态。对序 列的判定规则可能比在单步Δ∑中要更加错综复杂。在高阶Δ∑中，举例而言，我们 可首先选择序列以使第一积分中的误差最小化，然后在可行的选择当中使第二积分 中的误差最小化，依此类推。还可使用不同的泛函。例如在一些实施例中，我们有 可能序列的多维表示指示其对Δ∑的状态的影响，然后利用当前状态和输入的数个 泛函来选择序列。此外，在至少一些但未必是所有此类实施例中，标准Δ∑中固有 的延迟可被部分地消除。

各个实施例中的输出得以被映射到一二级函数并且状态更新实际上在较高的 时钟速率下执行。

在此我们使用在5.3节中给出的频移Δ∑调制器来给出上述跨步概念的应用的 一个简单示例。令此跨步Δ∑以周期为p/f_C——即载波的p个周期——的时钟来步 进。在此周期里，本例中的位时钟恰好走过q个循环。在每一可能的采样点上，Δ∑ 可选择传送一给定脉冲波形，此脉冲的时基引起关于载波的2π/q的倍数模2π的特 异相位偏移。现暂假定在每一q个循环的周期里仅可选择0或1脉冲，调制大致等 效于选择基带中的单位点或即原点的q次方根。选择这q+1种可能性之一。在单 次跨步更新中，我们意识到其涉及q个时钟循环，并且取决于所选的点，状态将被 恰适地更新。

我们还可例如允许成对的毗邻(在相位上)脉冲被选择。在星座中，此类脉 冲对可由对应点之和来表示。如果p模q∈{1，q-1}，则在相位上毗邻的脉冲在时 间上是不毗邻的。在此情形中，可合理地预期校正过程在本质上将是无记忆的，从 而降低了其复杂度。图20示出q＝5且p＝2的有或没有被允许的脉冲对的可能的 星座。图20的图释2000示出了便于成对的毗邻脉冲被选择的一种示例性6点星座。 图20的图释2002示出了没有被允许的脉冲对的一种示例性11点星座。

注意我们如何能用跨步Δ∑来对所使用的波形强加约束。这可在很大程度上被 利用以取非常快速的数字电路之长。假设例如有8倍于载波频率的时钟可用。我们 可使用由此时钟触发的脉冲作为我们的驱动信号。然而另外，我们还允许此脉冲持 续1个、2个、或3个循环那么长。所允许的脉冲因而有三种类型，并伴有时移。 我们假定跨步Δ∑被时钟同步在载波频率上。在每一时钟循环里它选择脉冲的长 度——0、1、2、或3，并且假定0没有被选为其起始点。这类似于从图21中所示 的星座中拾取一点。图21的图释2100示出在有8倍于载波频率的时钟可用的情况 下可使用的一个示例性星座。

每一层的点对于脉冲整形中的差异可能需要一种固定的校正，但这将会是在 第一层之上每外加一层(在本例中是两层)就有一个复参数，因为相位对称性成立。 对于电流相关的校正，每种类型的脉冲可使用其相应的参数集(在本例中是三个参 数)。

可在较慢的时钟下运行跨步Δ∑。在上例中，其可在载波的每K个循环作出判 定。我们将视此为从星座中选择K次。为简化此实现，我们可用重复来实现一次 选择。我们可允许从1至K次的重复。这类似于使用包括当前星座并且每一点作2、 3、……、K倍比例定标的更大的星座。对于第一积分的值，这是等效的。然而对 于每一第一积分值，我们能够自由地选择哪些循环接收脉冲(假定小于K)以便使 较高阶的误差项最小化。

我们已数次提及各种方案具有在校正中无记忆的优势。对于跨步Δ∑，这能够 并且在一些但未必是所有实施例中的确被加强。例如，在上面我们重复脉冲的方案 中，即使是被重复的脉冲也具有无记忆的校正，有可能在判定域之间的边界处脉冲 会靠拢到足以交互从而在实现校正时引入记忆的使用。在一些实施例中，跨步Δ∑简 单地在其判定期末尾使用一小缓冲域——例如在其中不允许任何脉冲的某一时段， 由此允许无记忆纠正。

跨步Δ∑可模仿多位或多级Δ∑。就较高阶积分而言有一些差异。但是可为每一 星座点选择一序列以使得总体性态类似于多位Δ∑。在此类实施例中，使用多级Δ∑ 的性能优势将累加。由此通过在一阶考虑下折合到同一星座点的其他序列当中作选 择，甚至更好的性能也是可能实现的。

将可显而易见，跨步Δ∑的概念同样很好地适用于实Δ∑并且也很好地适用于未 必频移的Δ∑。

7.校准

所提议的方法可能并且在一些实施例中的确涉及某些表示开关放大器在例如 真实使用状况下的非理想性态的参数的求值。这些参数可能会因例如热漂移等随时 间推移而变动。由此，这些参数的联机校准可能是有用的，并且在一些但未必是所 有实施例中执行。

图22是在各个实施例中使用的示例性的基于接收机的校准的图释2200。图释 2200包括如图22中所示地耦合在一起的复Δ∑调制器模块2202、功率放大器2204、 接收机链2206、参数估计模块2208、校正输出模块2210。参数估计模块2208和 接收机模块2206是校准模块2201的一部分。在图解的实施例中，接收机模块2206 包括解调器2207。但是，在其他实施例中，解调器2207可从接收机电路系统中被 省略。输入信号U是至复Δ∑调制器2202和校正计算模块2210两者的输入。信号 W_A是复Δ∑调制器模块2202的输出，并且是至功率放大器2204和校正计算模块 2210的输入。该功率放大器输出一信号，该信号将自该器件传出并被反馈入接收 机链2206中。功率放大器2204具有根据根据各个实施例被建模的特征物理性态。 该功率放大器输出被耦合到接收机模块2206的输入，并且还被耦合到图中未示出 的一外加元件，例如天线。在一些实施例中，至此天线的连接被用作供给接收机 2206的信号的源。在一些但未必是所有实施例中，可将图中未示出的一负载和/或 滤波器耦合在此功率放大器输出与接收机模块2206之间。此接收机模块输出的信 号是至参数估计模块2208的输入。参数估计模块2208的输出是至校正计算模块 2210的输入。当在通信设备中使用时，用于支持通过处理为例如传输而生成的信 号来作设备校正的接收机模块2206可作为此通信设备中用于处理由该设备自无线 通信信道接收的信号的接收机的补充。

在一些实施例中，接收机链2206通过分接出用作天线信号的功率放大器输出 来获得用于参数估计的输入信号，从而获得无噪声或近乎无噪声的接收。由此，本 来会构成影响校准的又一误差源的与空中链路相关联的噪声不会使参数估计劣化。 参数估计模块2208观察来自接收机链2206的信号并估计一个或多个参数，例如由 校正计算模块2210使用的参数。在各个实施例中，有利地使用空导频信号。例如， 在一示例性OFDM无线通信系统中，空导频频调信号被有意地放在复现信道结构 中的某些预先确定的频调码元上。如果在空导频测量上没有观察到零，则观察到的 值可被归咎于某种校准误差。预期为空的位置上的测得信号的值可被有利地在估计 建模参数时使用。

考虑校正计算模块2210是图7的模块702，模块2208的参数估计可以并且有 时的确被用于更新模块709的处理，例如更新参数查找表，存储新的参数查找表， 调整映射函数中的参数等。由此参数估计模块2208便于实现校正计算模块2210 的动态再校准。由此校正计算模块2210可被调整成能更准确地反映出功率放大器 的电流特性。在各个实施例中，由参数估计模块2208执行的对校正计算模块2210 的更新是在比校正慢的速率下执行的，例如对反馈和状态值的校正由校正计算模块 2210通报给复Δ∑调制器模块和/或由Δ∑调制器2202使用。

8分析以及补偿形式

在本节中我们给出预期自开关放大器电路获得的电流相关校正的一些分析。

我们首先考虑使用时变Thevenin(戴维南)等效电路2300来建模此电路，参 见图23。示例性的时变Thevenin等效电路2300包括与电阻R(t)2304串联的时变 电压V(t)2302。

图释2400示出包括串联连接的时变电压V(t)2402、电阻R(t)2404、滤波器 2406、和负载2408的示例性图释。为简单化，在此我们假定使用Thevenin等效， 该电路有时变电压V(t)2302和电阻R(t)2304的表示。预期这对于例如在三极管域 中工作的FET晶体管有效。我们还假定滤波器2406是理想带通滤波器：即在通带 中有恒定增益且无延迟。

我们考虑在单个时钟循环中R(t)的影响。令I_W(t)为该循环的指标函数。我们 对以下函数感兴趣

(I_W(t)R(t))I_R(t)

其中I_R(t)表示进入此滤波器的瞬时电流。在I_W(t)的支持下，此电流与成 比例，并可能带有一相移，我们将忽略此相移。这里u是输入信号或是在该时间点 上经合适滤波的版本，并表示穿过此滤波器和负载的电流的包络。将此函数延拓到 整个时间上(为方便起见)，傅立叶变换由下式给出，

F(I_R)＝uδ_ω+u^*δ_-ω

一般而言，F(I_WR)是相对复杂的对象。为便于讨论，我们感兴趣的是其对通带的 贡献。由于I_WR的时间支持很短，因此傅立叶变换相对较平滑。我们将通过视此变 换的值在任何大小等于通带的区间上为恒定来作逼近。然后，在通带(对于ωω_C) 中，我们看到

$F\left(I_W{\mathrm{RI}}_R\right)\left(\omega \right)\cong F\left(I_{W}R\right)\left(0\right)x+F\left(I_{W}R\right)\left({2\omega }_C\right)x^{*}:=\mathrm{\alpha u}+\beta u^{*}.$

注意上面忽略了的在电流中可能的相移可被纳入到复常数α和β中。在傅立叶域 中，由I_WR(t)引起的扰动信号本质上是跨感兴趣的频带恒定的。由此，把我们引向 重要的观察：实效瞬态阻抗可用等效复冲激来建模。此冲激的高度与电流信号成比 例但还依赖于相位。参见图24的图释2400。

FET晶体管性态(在非三极管域中的瞬态工作)的考虑指示在上面的校正以 外，使用构成x的二次式的校正也可能是有用的。常数项也可能因电压和器件中的 偏移等而出现，尽管频移Δ∑方案中有许多避免了此类项的使用或使其最小化。由 此，校正通常将具有如下形式

γ₁+αu+βu^*+γ₂u_实²+γ₃u_虚²+γ₄u_虚u_实+...

其中γ_i是复常数，并且如有需要，更高阶的项可被引入。这些复系数可针对每一器 件或针对每一特异的瞬态情形来学习到或标识出。它们还可能随时间推移而缓慢变 动。它们捕获了器件中相关的非理想性及其对所输送的信号的影响。在最一般化的 情形中，可为校正项构想电流的任意复函数。此函数可被标识出并在复平面中的许 多点上制表，不然就采用内插来求值。

可预期上面讨论的R(t)的值以及其他扰动取决于已在驱动电路中作出的跃迁。 这些效应在时间上将会衰退，但也许在一个时钟循环中不会。在这一情形中，使用 前几个跃迁的一些记忆来表征此扰动。

一旦计算出校正e_t，就应将其纳入到Δ∑的状态中。在当前状态中出现V_t项的 地方，应实际上用V_t+e_t来替换。在跨步Δ∑的情形中，举例而言，可能因跨过的每 一步而产生一校正项，组合所得的效果可被纳入到此状态中。在许多情形中，对由 跨步Δ∑产生的序列的校正可被预先计算并存储。对所存储的值作更新可被限于在 与校正相关联的参数发生了显著改变之时。

示例性实施例：

如上面所讨论的，本发明的这些方法和装置不限于RF应用。现在将对各种音 频放大器特征和实施例进行讨论。音频放大器应忠实再现20Hz到20,000Hz这一 覆盖包括1000倍因子范围的范围中的信号。在一些音频应用中并不使用在上面描 述的各个RF实施例中使用的频移Δ∑。但是，在上面于RF应用的背景中讨论的Δ∑ 调制器的语境中针对放大器的非理想性态作校正和校准的基本理念仍将适用并且 在各种音频实施例中被采用。

作为与RF情形相比是一低频设置的音频放大器情形的一个优势在于频率中 的绝对峰值与当前可得的数字电路能够工作的数字速度相比相对较低。由此，对校 正有意义的处理和精密复杂的建模是可能实现的。

假定瞬态切换阻抗是纯电阻性的，我们观察到一个需要知道的重要量值是进 入滤波器的电流。一般而言，瞬时电流的属性可能与校正相关。在音频频率上，在 快速的时间量程上简单地测量此电流并直接使用此值来计算校正项是可能实现的。 在一些但未必是所有实施例中正是这样做的。

假设电流测量足够准确——在一些实施例中也的确如此，并且其被足够快速 地采样——例如在正被放大的最高音频频率信号的2、4、8或更高倍数下，则通过 允许使用诸如ARMA等的更复杂的校正模型，我们甚至能够对瞬态扰动的细小分 量作校正。在本发明的一些但未必是所有音频实施例中正是这样做的。

图25图解了根据本发明实现的通信系统10。在系统10中，例如像移动终端 这样的移动节点等的被示为移动节点MN 1(14)到MN N(16)的多个无线终端通过 使用通信信号13、15来与基站12通信。每一移动节点可对应于一不同的移动用户， 因此有时被称作用户终端。信号13、15可以是例如OFDM信号。基站12和移动 节点14、15各自实现本发明的方法。由此，信号13、15包括上面讨论的类型的信 号，这些信号是根据本发明来传送的。各个实施例包括经由回程网络耦合在一起的 多个基站。

图26图解了根据本发明实现的例如接入节点12等的示例性基站。基站12也 可被称作接入路由器。基站12包括天线3203、3205并分别包括接收机和发射机模 块3202、3204。接收机模块3202包括解调器3231和解码器3233，而发射机模块 3204包括编码器3235。此发射机还包括例如D型或S型开关功率放大器模块等的 功率放大器模块3237、Δ∑调制器模块3239、校正计算模块3241、以及校准模块 3243。在一些实施例中，校准模块3243包括接收机模块3245和参数估计模块3247。 校正计算模块3241可与图22的校正计算模块2210相同或相似。另外，校准模块 3243可与图22中所示的校准模块2201相同或相似。此发射机的诸组件可如图22 中所示地被耦合在一起，并且编码器3235的输出向Δ∑调制器模块3239供给输入 信号。接收机3202和发射机3204由总线3230耦合到I/O接口3208、处理器(例 如，CPU)3206、及存储器3210。I/O接口3208将基站312耦合到因特网和/或其 他网络节点。存储器3210包括例程，这些例程在由处理器3206执行时使基站12 根据本发明来工作。存储器包括用于控制基站12执行各种通信操作并实现各种通 信协议的通信例程3223。存储器3210还包括用于控制基站12实现本发明方法的 步骤的基站控制例程3225。基站控制例程3225包括用于控制传输调度和/或通信资 源分配的调度模块3226。由此，模块3226可起到调度器的作用。存储器3210还 包括由通信例程3223使用以及控制例程3225的信息。信息3212为每一活跃的移 动站用户3213、3213’包括一个条目，其列出此用户正在进行的活跃会话，并包括 标识用户正用来进行这些会话的移动站(MT)的信息。

可使用与图26中所示的示例性接入路由器的电路系统相同或相似、但具有适 配特定服务器/主机设备要求的接口和/或控制例程的电路系统来实现服务器和/或 主机设备。此类服务器和/或主机中的这些控制例程和/或硬件使这些设备实现上面 描述的方法。

图27图解了根据本发明实现的例如移动节点等的示例性无线终端14。移动节 点14可被用作移动终端(MT)。移动节点14包括各自被耦合到接收机和发射机 模块3302、3304的接收机和发射机天线3303、3305。接收机模块3302包括解调 器3331和解码器3333，而发射机模块3304包括编码器3335。在一些实施例中， 发射机3304还可包括与功率放大器模块3237、Δ∑调制器模块3239、校正模块3241、 和/或校准模块243相同或相似的模块。在图解的实施例中，发射机模块3304包括 编码器3235、功率放大器模块3337、Δ∑调制器模块3339、校正计算模块3341、 和校准模块3343。校准模块3343包括接收机模块3345，此模块3345可包括解调 器和用于生成校正参数的参数估计模块3347。此校正计算模块可与图22中所示的 校正计算模块2210相同或相似，而校准模块3343可与校准模块2201相同或相似。 接收机和发射机模块3302、3304由总线3330耦合到存储器3310。处理器3306在 存储于存储器3310中的一个或多个例程的控制下使此移动节点根据本发明的方法 来工作。为了控制移动节点工作，存储器包括通信例程3323、以及无线终端控制 例程3325。无线终端控制例程3325负责确保此移动节点根据本发明的方法来工作， 并执行实现本发明的方法的步骤。存储器3310还包括可被访问并用来实现本发明 的方法和/或用于实现本发明的数据结构的用户/设备/会话/资源信息3312。

图28是根据各个实施例的一种操作包括Δ∑调制器和校正计算模块的设备的 示例性方法的流程图2800的图释。此示例性方法可在通过使用支持多个离散信号 输出级的Δ∑调制器以及校正计算模块来放大信号时使用。例如，在一些实施例中， 此示例性方法在诸如基站或无线终端等的通信设备中使用，此通信设备包括Δ∑调 制器、用于确定要施加于此Δ∑调制器的校正的校正计算模块、以及开关放大器级。

操作始于步骤2802，在此该设备被加电并初始化。操作从起始步骤2802前行 至步骤2804。在步骤2804中，该设备操作Δ∑调制器以生成输出信号。操作从步 骤2804前行至步骤2806。在步骤2806中，该设备将此Δ∑调制器输出信号值存储 在存储器中。来自步骤2806的所存储的Δ∑调制输出信号值可在后续生成校正信号 时使用。操作从步骤2806前行至步骤2808。

在步骤2808中，操作此校正计算模块以因变于至此Δ∑调制器的当前输入信 号以及该Δ∑调制器的输出来生成校正信号。在一些实施例中，生成上述校正信号 包括从进入滤波器暨负载模块的电流的电流包络的估计来计算Δ∑调制校正反馈。 在一些此类实施例中，上述电流估计是至上述Δ∑调制器的复输入的线性函数。在 一些此类实施例中，该方法进一步包括将此电流估计作为输入供给至该Δ∑调制器 的步骤。

操作从步骤2808前行至步骤2810。在步骤2810中，操作此Δ∑模块以因变于 至此Δ∑调制器的当前输入信号以及从此Δ∑调制器先前的输出生成的校正信号来 生成输出信号。

在一些实施例中，此Δ∑调制器是复Δ∑调制器，并且此校正信号是复校正信号。 在一些此类实施例中，生成校正信号包括因变于至此复Δ∑调制器的复输入的实输 入信号分量和虚输入信号分量两者来生成实校正信号分量，并因变于至此复Δ∑调 制器的复输入的上述实输入信号分量和上述虚输入信号分量两者来生成虚校正信 号分量。

操作从步骤2810前行至步骤2812，在此该设备将来自步骤2810的Δ∑调制器 输出信号值存储在存储器中。来自步骤2812的所存储的Δ∑调制输出信号值可在后 续生成校正信号时使用。

操作从步骤2812前行至步骤2814。在步骤2814，该设备操作耦合到此Δ∑调 制器的输出的开关放大器以通过在两个状态之间切换来放大此Δ∑输出。操作从步 骤2814前行至步骤2816。在步骤2816中，令此开关放大器的输出受到滤波和加 载操作。在一些实施例中，令上述开关放大器的输出受到滤波和加载操作包括使上 述开关放大器的输出穿过包括耦合在一起的滤波器和负载的滤波器暨负载模块。在 一些实施例中，此滤波和加载操作包括执行带通滤波操作。

操作从步骤2816前行至步骤2818。在步骤2818中，该设备对此开关放大器 输出的经放大的信号执行接收机操作，然后在步骤2820中，该设备从上述接收机 操作所产生的信号来估计要由上述校正计算模块在生成校正反馈时使用的至少一 个参数。

在一些实施例中，操作从步骤2802前行至步骤2822。在步骤2822中，该设 备操作时钟同步电路系统以控制校正计算模块。在一些此类实施例中，操作此时钟 同步电路系统以控制校正计算模块包括控制校正模块在与Δ∑调制器的更新速率相 同的速率下产生复校正值。

本发明的这些技术可使用软件、硬件、和/或软件与硬件的组合来实现。本发 明针对装置，例如实现本发明的诸如像移动终端等的移动节点、基站、通信系统等。 其还针对方法，例如根据本发明控制和/操作移动节点、基站、和/或例如主机等的 通信系统的方法。本发明还针对机器可读介质，例如包括用于控制机器实现根据本 发明的一个或多个步骤的机器可读指令的ROM、RAM、CD、硬盘等。

在各个实施例中，本文中描述的节点是使用执行对应于本发明的一个或多个 方法的步骤的一个或多个模块来实现的，这些方法有例如信号处理、码元生成、传 输步骤、校准、信号建模、误差测量、校正计算、校正调整、状态更新、Δ∑调制 器控制、和/或功率放大器控制等。由此，在一些实施例中，本发明的各个特征是 使用模块来实现的。此类模块可使用软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。上 面描述的方法或方法步骤中有许多可使用诸如软件等的包括在像例如RAM、软盘 等存储器设备这样的机器可读介质中用于控制例如带或不带外加硬件的通用计算 机等的机器在例如一个或多个节点中实现上面描述的方法的全部或部分的机器可 执行指令来实现。相应地，除此以外，本发明还针对包括用于使例如处理器和相关 联的硬件等的机器执行上面描述的方法的步骤中的一个或多个的机器可执行指令 的机器可读介质等。

尽管是在OFDM系统的背景中描述的，但是本发明的这些方法和装置中至少 有一些可应用于包括许多非OFDM和/或非蜂窝系统在内的广大范围的通信系统。 本发明的这些方法和装置中有一些可应用于利用功率放大器的各种应用，例如包括 RF和音频应用。

在理解了上面对本发明的说明之后，上面描述的本发明的这些方法和装置之 上的众多其他变形对于本领域技术人员将变得易见。此类变形应被视为落在本发明 的范围之内。本发明的这些方法和装置可以并且在各个实施例中的确是与CDMA、 正交频分复用(OFDM)、和/或可被用来提供接入节点与移动节点之间的无线通 信链路的各种其他类型的通信技术一起使用的。在一些实施例中，接入节点被实现 为使用OFDM和/或CDMA来与移动节点建立通信链路的基站。在各个实施例中， 移动节点被实现为笔记本计算机、个人数字助理(PDA)、或包括用于实现本发明 的方法的接收机/发射机电路和逻辑和/或例程的其他便携式设备。