电流模式控制型开关稳压器及其动作控制方法

摘要

本发明涉及电流模式控制型开关稳压器及其动作控制方法。将开关晶体管M1接通后经过时间设为t，电阻13的电阻值设为Roffset，开关晶体管M1的通态电阻设为Ron，电感器电流iL的谷间电流值设为iLvalley，电容器16的容量设为Cvs，则开关晶体管M1接通时的斜坡电压Vs＝Vin－A×Vin×Roffset－Ron×iLvalley－A×Vin/Cvs×t，若使得A/Cvs＝Ron/L，则dVs/dt＝－Ron×Vin/L，斜坡电压Vs的倾斜度dVs/dt根据输入电压Vin变化可变。以简单电路，即使宽的输入输出电压范围，也能合适地实行斜率补偿，能防止发生分谐波那样的振动。

说明书

技术领域

本发明涉及在宽的输入输出电压范围动作的电流模式控制型开关稳压器(switching regulator)及其动作控制方法。

背景技术

以往，开关稳压器一般采用电压模式控制方式。在电压模式控制方式的开关稳压器中，根据输出电压和基准电压的电压差，对开关元件实行PWM控制，使得输出电压稳定化。但是，电压模式控制方式的开关稳压器从输出电压检测反馈信号，对输出电压变化的响应速度慢，存在用于放大输出电压和基准电压的电压差的误差放大电路的位相补偿变得复杂等问题。

于是，作为克服上述缺陷的技术，近年，大多使用电流模式控制方式的开关稳压器。但是，在电流模式控制方式的开关稳压器中，若PWM控制的通态占空因数(on duty cucle)超过50％，则会发生分谐波振动，不能控制，这为人们所公知。作为其对策，通常对PWM控制实行斜坡(slope)补偿，防止发生分谐波振动。

图7表示设有这样的斜坡补偿电路的电流模式控制型的开关稳压器一例，在图7中，以降压型的开关稳压器为例。

在图7中，开关晶体管105接通，向电感器104，平滑用电容器102及负载101供给电力，若开关晶体管105截止，蓄积在电感器104及平滑用电容器102中的能量供给负载101。电流-电压变换电路106包括阻抗Rsense，通过该阻抗Rsense将流过电感器104的电流iL变换成电压，输出变换电压Vsense(＝Rsense×iL)。

振荡电路110分别生成所定的基准时钟信号CLK以及所定的锯齿状波电压Vramp输出。加法器108将锯齿状波电压Vramp加在变换电压Vsense上，实行斜率补偿，作为斜坡电压Vs输出到PWM比较器107的非反转输入端。对输出电压Vout进行分压，得到分压电压Vfb，误差放大电路115放大分压电压Vfb和所定的基准电压Vref的电压差，生成误差电压Ve，将该误差电压Ve输出到PWM比较器117的反转输入端。PWM比较器117对误差电压Ve和斜坡电压Vs实行电压比较，若误差电压Ve超过斜坡电压Vs，则PWM比较器117使得RS闩锁电路112复位，截止开关晶体管105。因此，电感器电流iL的峰值电流值成为与误差电压Ve相对应的值。

分压电压Vfb比基准电压Vref大场合，通过使得误差电压Ve低下，使得输出电压Vout低下，分压电压Vfb比基准电压Vref小场合，通过使得误差电压Ve上升，使得输出电压Vout上升，调节输出电压Vout。

为了防止上述那样的分谐波振动，需要进行斜率补偿，使得斜坡电压Vs的斜率成为开关晶体管105截止时的电感器电流iL的斜率的1/2以上。

具体地说，图7场合，若将电感器104的电感设为L，开关晶体管105接通场合，电感器电流iL的斜率diL/dt成为下式(a)，开关晶体管105截止场合，电感器电流iL的斜率diL/dt成为下式(b)：

diL/dt＝(Vin-Vout)/L    (a)

diL/dt＝-Vout)/L        (b)

若将锯齿状波电压Vramp的倾斜设为斜率补偿lramp，此时的斜率补偿lramp成为下式(c)：

lramp＞Vout/2/L×Rsense    (c)

在升压型开关稳压器中，上述(a)式成为下式(d)，上述(b)式成为下式(e)，上述(c)式成为下式(f)：

diL/dt＝Vin/L                    (d)

diL/dt＝-(Vout-Vin)/L            (e)

lramp＞(Vout-Vin)/L/2×Rsense    (f)

这样，对于斜率补偿lramp可以使用输出电压Vout及输入电压Vin这样变量表示，输入电压Vin及输出电压Vout为一定值场合，没有问题。但是，输入电压Vin及输出电压Vout一般在广范围变化，因此，当将斜率补偿lramp设为固定值场合，斜率补偿lramp需要设定为预计输入电压Vin和输出电压Vout的变化范围内的最大值。但是，若过度地实行斜率补偿，则虽然能防止发生分谐波那样的振动，但没有电流反馈效果，成为电压模式控制方式那样的动作，存在控制性恶化的问题。因此，通过决定与输入输出电压相对应的斜率控制量，在宽的输入输出电压范围内，能实行合适的斜率补偿(例如参照专利文献1)。

专利文献1：特开2006-33958号公报

但是，这种场合，根据输入电压和输出电压使得斜率补偿量变化，因此，存在电路复杂问题。又，在开关稳压器的常用IC中，用于对输出电压分压生成分压电压的电阻大多添附在外，大多不能监视输出电压，因此，存在不能实行与输出电压相对应的斜率补偿问题。

发明内容

本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供电流模式控制型开关稳压器及其动作控制方法，在降压型的开关稳压器中，仅仅根据输入电压，在升压型的开关稳压器中，仅仅根据输出电压，使得斜坡电压的倾斜度变化，能防止发生分谐波那样的振动。

为了实现上述目的，本发明提出以下方案：

(1)一种电流模式控制型开关稳压器，将输入电压输入到输入端子，降压到所定的定电压，作为输出电压从输出端子输出，其包括：

开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；

电感器，通过该开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；

整流元件，实行该电感器的放电；

误差放大电路部，以所定比率对上述输出电压进行分压，得到分压电压，所述误差放大电路部放大所述分压电压和所定的基准电压的电压差；

斜坡电压生成电路部，生成与所述输入电压对应的倾斜的斜坡电压输出；

开关控制电路部，对来自上述误差放大电路部的输出电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号，根据该脉冲信号实行所述开关元件的开关控制。

(2)在上述(1)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述斜坡电压生成电路部生成上述输入电压越大上述倾斜越大的斜坡电压，使得成为上述开关元件截止成为断开状态时的流过上述电感器的电流变化量的1/2以上的倾斜度。

(3)在上述(2)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述斜坡电压生成电路部包括：

电容器，一端与上述输入电压连接；

电阻，一端与该电容器的另一端连接；

电流源，连接到所述电阻的另一端与接地电压之间，流过与上述输入电压相对应的电流；

电压供给电路，上述开关元件接通成为导通状态后所定时间，对上述电容器的另一端施加上述开关元件的输出端的电压；

放电电路，上述开关元件截止成为断开状态，使得充电到上述电容器中的电荷放电；

从上述电阻和上述电流源的连接部，输出上述斜坡电压。

(4)在上述(3)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述开关控制电路部包括：

电压比较电路，对来自上述误差放大电路部的输出电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号输出；

振荡电路，生成所定的脉冲宽度的时钟信号输出；

控制电路，输入来自振荡电路的时钟信号，用于使得所述开关元件接通，同时，输入来自上述电压比较电路的脉冲信号，用于使得所述开关元件截止，根据所述时钟信号及脉冲信号，实行所述开关元件的开关控制；

上述电压供给电路根据来自振荡电路的时钟信号，对所述电容器的另一端施加上述开关元件的输出端的电压。

(5)在上述(4)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述控制电路由RS触发电路构成，输入来自振荡电路的时钟信号，作为置位信号，输入来自上述电压比较电路的脉冲信号，作为复位信号。

(6)一种电流模式控制型开关稳压器，将输入电压输入到输入端子，升压到所定的定电压，作为输出电压从输出端子输出，其包括：

开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；

电感器，通过该开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；

整流元件，实行该电感器的放电；

误差放大电路部，以所定比率对上述输出电压进行分压，得到分压电压，所述误差放大电路部放大所述分压电压和所定的基准电压的电压差；

斜坡电压生成电路部，生成与所述输出电压对应的倾斜的斜坡电压输出；

开关控制电路部，对来自上述误差放大电路部的输出电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号，根据该脉冲信号实行所述开关元件的开关控制。

(7)在上述(6)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述斜坡电压生成电路部生成上述输出电压越大上述倾斜越大的斜坡电压，使得成为上述开关元件截止成为断开状态时的流过上述电感器的电流变化量的1/2以上的倾斜度。

(8)在上述(7)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述斜坡电压生成电路部包括：

电容器，一端与接地电压连接；

电阻，一端与该电容器的另一端连接；

电流源，连接到所述输入电压与该电阻的另一端之间，流过与上述输出电压相对应的电流；

电压供给电路，上述开关元件接通成为导通状态后所定时间，对上述电容器施加上述电感器和上述开关元件的连接部的电压；

放电电路，上述开关元件截止成为断开状态，使得充电到上述电容器中的电荷放电；

从上述电流源和上述电阻的连接部，输出上述斜坡电压。

(9)在上述(8)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述开关控制电路部包括：

电压比较电路，对来自上述误差放大电路部的输出电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号输出；

振荡电路，生成所定的脉冲宽度的时钟信号输出；

控制电路，输入来自振荡电路的时钟信号，用于使得所述开关元件接通，同时，输入来自上述电压比较电路的脉冲信号，用于使得所述开关元件截止，根据所述时钟信号及脉冲信号，实行所述开关元件的开关控制；

上述电压供给电路根据来自振荡电路的时钟信号，对所述电容器施加上述电感器和上述开关元件的连接部的电压。

(10)在上述(9)的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述控制电路由RS触发电路构成，输入来自振荡电路的时钟信号，作为置位信号，输入来自上述电压比较电路的脉冲信号，作为复位信号。

(11)在上述(1)-(10)中任一个所述的电流模式控制型开关稳压器中，其特征在于：

上述误差放大电路部，斜坡电压生成电路部，及开关控制电路部，集成在一IC中。

(12)一种电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法，将输入电压输入到输入端子，降压到所定的定电压，作为输出电压从输出端子输出，使得从输出端子输出的输出电压成为所定的定电压，该电流模式控制型开关稳压器包括：

开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；

电感器，通过该开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；

整流元件，实行该电感器的放电；

脉冲信号用于实行上述开关元件的开关控制，使得用于生成所述脉冲信号的斜坡电压的倾斜度根据上述输入电压可变。

(13)在上述(12)的电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法中，其特征在于：

以所定比率对上述输出端子的电压进行分压；

放大所述被分压的分压电压和所定的基准电压的电压差；

生成与所述输入电压对应的倾斜的斜坡电压；

对上述放大得到的电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号；

根据该脉冲信号实行所述开关元件的开关控制。

(14)在上述(12)或(13)的电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法中，其特征在于：

生成上述输入电压越大上述倾斜越大的斜坡电压，使得成为上述开关元件截止成为断开状态时的流过上述电感器的电流变化量的1/2以上的倾斜度。

(15)一种电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法，将输入电压输入到输入端子，升压到所定的定电压，作为输出电压从输出端子输出，对所述开关元件实行开关控制，使得从输出端子输出的输出电压成为所定的定电压，该电流模式控制型开关稳压器包括：

开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；

电感器，通过该开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；

整流元件，实行该电感器的放电；

脉冲信号用于实行上述开关元件的开关控制，使得用于生成所述脉冲信号的斜坡电压的倾斜度根据上述输出电压可变。

(16)在上述(15)的电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法中，其特征在于：

以所定比率对上述输出端子的电压进行分压；

放大所述被分压的分压电压和所定的基准电压的电压差；

生成与所述输出电压对应的倾斜的斜坡电压；

对上述放大得到的电压和所述斜坡电压进行比较，生成根据该比较结果的占空因子的脉冲信号；

根据该脉冲信号实行所述开关元件的开关控制。

(17)在上述(15)或(16)的电流模式控制型开关稳压器的动作控制方法中，其特征在于：

生成上述输出电压越大上述倾斜越大的斜坡电压，使得成为上述开关元件截止成为断开状态时的流过上述电感器的电流变化量的1/2以上的倾斜度。

按照本发明的电流模式控制型开关稳压器及其动作控制方法，脉冲信号用于实行上述开关元件的开关控制，使得用于生成所述脉冲信号的斜坡电压的倾斜度，在降压型场合根据上述输入电压可变，在升压型场合根据上述输出电压可变。以简单电路，即使宽的输入输出电压范围，也能合适地实行斜率补偿，能防止发生分谐波那样的振动。

附图说明

图1表示本发明第一实施形态的电流模式控制型开关稳压器的电路例。

图2表示图1的各部分的波形例的时间图。

图3表示图1的电压-电流变换电路12的电路例。

图4表示本发明第二实施形态的电流模式控制型开关稳压器的电路例。

图5表示图4的各部分的波形例的时间图。

图6表示图4的电压-电流变换电路52的电路例。

图7表示以往的电流模式控制型开关稳压器的电路例。

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明。

第一实施形态

图1表示本发明第一实施形态的电流模式控制型开关稳压器的电路例。

图1的电流模式控制型开关稳压器(以下简记为“开关稳压器”)1构成降压型开关稳压器，从直流电源20输入电压Vin输入到输入端子IN，将该输入电压Vin降压到所定的定电压，作为输出电压Vout从输出端子OUT向负载21输出。

开关稳压器1包括由PMOS型晶体管构成的开关晶体管M1，整流用二极管D1，电感器L1，平滑用电容器C1，输出电压检测用电阻2，3。所述开关晶体管M1对来自输入端子IN的电流进行输出控制，所述电阻2，3对从输出端子OUT输出的电压Vout进行分压，生成分压电压Vfb输出。

开关稳压器1还包括基准电压产生电路4，误差放大电路5，斜坡电压生成电路6。上述基准电压产生电路4生成所定基准电压Vref输出，上述误差放大电路5对上述分压电压Vfb和基准电压Vref进行电压比较，放大两者电压差，生成误差电压Ve输出，上述斜坡电压生成电路6生成斜坡电压Vs输出。

开关稳压器1设有PWM比较器7，振荡电路8，RS触发电路9，变换器10。所述PWM比较器7对来自误差放大电路5的误差电压Ve和斜坡电压Vs进行电压比较，生成具有与误差电压Ve相对应的脉冲宽度、用于实行PWM控制的脉冲信号Spw输出，所述振荡电路8生成所定的时钟信号CLK输出，来自振荡电路8的时钟信号CLK输入RS触发电路9的固定输入端S，来自PWM比较器7的脉冲信号Spw输入RS触发电路9的复位输入端R，所述变换器10根据来自RS触发电路9的输出信号Sq，生成用于实行开关晶体管M1的开关控制的控制信号，驱动开关晶体管M1。

另一方面，斜坡电压生成电路6由变换器11，电压-电流变换电路12，电阻13，PMOS型晶体管14，15以及电容器16构成。开关晶体管M1构成开关元件，二极管D1构成整流元件，电阻2，3，基准电压产生电路4及误差放大电路5构成误差放大电路部。斜坡电压生成电路6构成斜坡电压生成电路部，PWM比较器7，振荡电路8，RS触发电路9及变换器10构成开关控制电路部。PWM比较器7构成电压比较电路，RS触发电路9构成控制电路，电压-电流变换电路12构成电流源，PMOS型晶体管14构成电压供给电路，PMOS型晶体管15构成放电电路。在图1的开关稳压器1中，除电感器L1，二极管D1，电容器C1及电阻2，3的各电路集成在一IC上。

开关晶体管M1连接在输入电压Vin和二极管D1的阴极之间，二极管D1的阳极与接地电压连接。电感器L1连接在开关晶体管M1的漏极和输出端子OUT之间，电阻2，3的串联电路及电容器C1并联连接在输出端子OUT和接地电压之间。分压电压Vfb作为电阻2，3的连接部的电压输入误差放大电路5的非反转输入端，基准电压Vref输入误差放大电路5的反转输入端。来自误差放大电路5的误差电压Ve输入PWM比较器7的非反转输入端，斜坡电压Vs输入PWM比较器7的反转输入端。RS触发电路9的输出信号Sq在变换器10信号电平被反转，输入开关晶体管M1的栅极。

在斜坡电压生成电路6中，PMOS型晶体管14及电阻13串联连接在开关晶体管M1的漏极和PWM比较器7的反转输入端之间，电压-电流变换电路12连接在PWM比较器7的反转输入端和接地电压之间。在电压-电流变换电路12中，输入电压Vin输入控制信号输入端，电流islope与输入电压Vin相对应，使得该电流islope从电阻13朝接地电压方向流动。电阻13与电压-电流变换电路12的连接部构成斜坡电压生成电路6的输出端，从该连接部输出斜坡电压Vs。变换器11使得时钟信号CLK的信号电平反转，输出到PMOS型晶体管14的栅极。PMOS型晶体管15和电容器16并联连接在输入电压Vin和PMOS型晶体管14的漏极之间，RS触发电路9的输出信号Sq输入PMOS型晶体管15的栅极。

在这种构成中，若误差电压Ve为斜坡电压Vs以下，则PWM比较器7输出低电平信号，RS触发电路9在时钟信号CLK成为高电平期间，输出高电平信号，开关晶体管M1因变换器10被接通，处于导通状态。若开关晶体管M1接通，则向电感器L1，平滑用电容器C1及负载21供给电力，若开关晶体管M1截止，则蓄积在电感器L1及平滑用电容器C1中的能量供给负载21。

对输出电压Vout进行分压得到分压电压Vfb，误差放大电路5放大所述分压电压Vfb与所定的基准电压Vref的电压差，生成误差电压Ve，使得该误差电压Ve输出到PWM比较器7的非反转输入端。PWM比较器7对误差电压Ve和来自斜坡电压生成电路6的斜坡电压Vs进行电压比较，若误差电压Ve超过斜坡电压Vs，则PWM比较器7使得RS触发电路9复位，截止开关晶体管M1。因此，电感器电流iL的峰值电流值成为与误差电压Ve相对应的值。

分压电压Vfb比基准电压Vref大场合，通过使得误差电压Ve上升，使得输出电压Vout低下，分压电压Vfb比基准电压Vref小场合，通过使得误差电压Ve低下，使得输出电压Vout上升，调节输出电压Vout。

下面参照图2说明图1的斜坡电压生成电路6的动作，图2表示图1的各部分的波形例的时间图。

电压-电流变换电路12生成与输入电压Vin对应的电流islope输出，该电流islope成为(A×Vin)。A为所定值。若电阻13的电阻值为Roffset，则因电阻13施加到输入电压Vin的补偿电压Voffset成为下式(1)：

Voffset＝Vin-islope×Roffset    (1)

输入电压施加到电容器16一端，若时钟信号CLK成为高电平，PMOS型晶体管14接通，则开关晶体管M1的漏极电压VA通过PMOS型晶体管14施加到电容器16另一端。因此，电容器16两端产生电压差，因该电压差，电容器16被充电。若将开关晶体管M1的通态电阻设为Ron，电感器电流iL的谷间电流值设为iLvalley，则当开关晶体管M1接通时的开关晶体管M1的漏极电压VA成为下式：

VA＝Vin-Ron×iLvalley

若PMOS型晶体管14截止，成为断开状态，则因电压-电流变换电路12，电容器16电荷被引取，若电容器16容量设为Cvs，则电容器16的电压倾斜度成为(-A×Vin/Cvs)。

因此，若将开关晶体管M1接通后的经过时间设为t，则开关晶体管M1接通时的斜坡电压Vs成为下式(2)：

Vs＝Vin-A×Vin×Roffset-Ron×iLvalley-A×Vin/Cvs×t    (2)

若电感器L1的电感设为L，即，下式(3)成立：

A/Cvs＝Ron/L    (3)

则可从上述(2)式得到下式(4)：

dVs/dt＝-Ron×Vin/L    (4)

另一方面，若RS触发电路9的输出信号Sq成为低电平，则开关晶体管M1被截止，同时，PMOS晶体管15接通，充电到电容器16的电荷完全放电而被清除。

在此，在上述说明中，通态电阻Ron设为一定，在构成电流源的电压-电流变换电路12生成的电流islope＝A×Vin，得到上述(3)式，但通态电阻Ron一般因开关晶体管M1的温度及接通时的栅极电压而变化。

因此，islope＝B×Ron×Vin(B为所定值)，若使得电流islope包含通态电阻Ron的变化，则上述式(2)成为下式(5)：

Vs＝Vin-B×Ron×Vin×Roffset-Ron×iLvalley-B×Ron×Vin/Cvs×t    (5)

若使得B/Cvs＝1/L    (6)

则从上述式(5)能得到下式(7)：

dVs/dt＝-Ron×Vin/L    (7)

这样，可知斜坡电压Vs的倾斜度dVs/dt根据输入电压Vin变化而可变。

图3表示图1的电压-电流变换电路12的电路例。

在图3中，电压-电流变换电路12形成用于生成与输入电压Vin对应的电流islope的电流源，由误差放大电路31，32，PMOS晶体管33，34，NMOS晶体管35-37及电阻38，39构成。

PMOS晶体管33，NMOS晶体管35及电阻38串联连接在输入电压Vin和接地电压之间，PMOS晶体管33栅极与接地电压连接，NMOS晶体管35栅极与误差放大电路31的输出端连接。在误差放大电路31中，输入电压Vin输入非反转输入端，反转输入端与NMOS晶体管35和电阻38的连接部连接。

电阻39，PMOS晶体管34及NMOS晶体管36串联连接在输入电压Vin和接地电压之间，PMOS晶体管34的栅极与误差放大电路32的输出端连接。在误差放大电路32中，非反转输入端与PMOS晶体管33和NMOS晶体管35的连接部连接，反转输入端与电阻39和PMOS晶体管34的连接部连接。NMOS晶体管36及37形成电流反射镜电路，NMOS晶体管36及37的各栅极被连接，该连接部与NMOS晶体管36的漏极连接。NMOS晶体管36及37的源极与接地电压连接，从NMOS晶体管37的漏极向接地电压流过电流islope。

误差放大电路31实行NMOS晶体管35的动作控制，控制流过NMOS晶体管35的电流，以便使得反转输入端的电压成为非反转输入端的电压，即输入电压Vin。电阻38，39分别具有所定的电阻值，其电阻值不变化。电阻38的电阻值设为R38，电阻39的电阻值设为R39。PMOS晶体管33通过与开关晶体管M1相同处理工序形成，向栅极输入假定开关晶体管M1接通时的电压。在此，PMOS晶体管33是开关晶体管M1的1/n的晶体管尺寸，通态电阻为n×Ron。

Vin/R38的电流流过电阻38，Vin/R38的电流也流过PMOS晶体管33，PMOS晶体管33的两端电压差成为n×Ron×(Vin/R38)。误差放大电路32实行PMOS晶体管34的动作控制，使得电阻39的两端电压差成为n×Ron×(Vin/R38)，在电阻39中流过Ron×n×Vin/R38/R39的电流。因此，形成电流反射镜电路的NMOS晶体管37的漏极电流成为Ron×n×Vin/R38/R39，若B＝n/R38/R39，则电流islope成为下式(8)：

Islope＝B×Ron×Vin    (8)

在上述说明中，为了将开关晶体管M1接通时流过的电流变换成电压，使用开关晶体管M1的通态电阻，但是，也可以将用于检测开关晶体管M1的输出电流的读出(sense)电阻串联连接在电感器L1上，使用该读出电阻，将开关晶体管M1接通时流过的电流变换成电压。这种场合，在图3的电压-电流变换电路12中，可以使用与读出电阻具有相同温度特性的电阻，代替PMOS晶体管33。

这样，本第一实施形态的电流模式控制型开关稳压器根据输入电压Vin变化，改变斜坡电压Vs的倾斜度，以简单电路，即使宽的输入输出电压范围，也能合适地实行斜率补偿，能防止发生分谐波那样的振动。

第二实施形态

在上述第一实施形态中，以降压型开关稳压器为例进行说明，但本发明也能适用于升压型开关稳压器，下面对此进行说明，作为第二实施形态。

图4表示本发明第二实施形态的电流模式控制型开关稳压器的电路例。在图4中，与图1相同或相当者使用相同符号。

图4的开关稳压器1a构成升压型开关稳压器，从直流电源20输入电压Vin输入到输入端子IN，将该输入电压Vin变换成所定的定电压，作为输出电压Vout从输出端子OUT向负载21输出。

开关稳压器1a包括由NMOS型晶体管构成的开关晶体管M11，整流用二极管D11，电感器L1，平滑用电容器C1，输出电压检测用电阻2，3。所述电阻2，3对从输出端子OUT输出的电压Vout进行分压，生成分压电压Vfb输出。

开关稳压器1a还包括基准电压产生电路4，误差放大电路5，斜坡电压生成电路6a。上述基准电压产生电路4生成所定基准电压Vref输出，上述误差放大电路5对上述分压电压Vfb和基准电压Vref进行电压比较，放大两者电压差，生成误差电压Ve输出，上述斜坡电压生成电路6a生成斜坡电压Vs输出。

开关稳压器1a设有PWM比较器7，振荡电路8，RS触发电路9。所述PWM比较器7对来自误差放大电路5的误差电压Ve和斜坡电压Vs进行电压比较，生成具有与误差电压Ve相对应的脉冲宽度、用于实行PWM控制的脉冲信号Spw输出，所述振荡电路8生成所定的时钟信号CLK输出，来自振荡电路8的时钟信号CLK输入RS触发电路9的固定输入端S，来自PWM比较器7的脉冲信号Spw输入RS触发电路9的复位输入端R。

另一方面，斜坡电压生成电路6a由变换器51，电压-电流变换电路52，电阻53，NMOS型晶体管54，55，57以及电容器56，58构成。开关晶体管M11构成开关元件，二极管D11构成整流元件。斜坡电压生成电路6a构成斜坡电压生成电路部，PWM比较器7，振荡电路8及RS触发电路9构成开关控制电路部。电压-电流变换电路52构成电流源，NMOS型晶体管54构成电压供给电路，NMOS型晶体管55构成放电电路。在图4的开关稳压器1a中，除电感器L1，二极管D11，电容器C1及电阻2，3的各电路集成在一IC上。

电感器L1连接在输入电压Vin和开关晶体管M11的漏极之间，二极管D11的阳极与开关晶体管M11的漏极连接，二极管D11的阴极与输出端子OUT连接。电阻2，3的串联电路和电容器C1并联连接在输出端子OUT和接地电压之间。分压电压Vfb作为电阻2，3的连接部的电压输入误差放大电路5的反转输入端，基准电压Vref输入误差放大电路5的非反转输入端。来自误差放大电路5的误差电压Ve输入PWM比较器7的反转输入端，斜坡电压Vs输入PWM比较器7的非反转输入端。RS触发电路9的输出信号Sq被输入开关晶体管M11的栅极，同时，在变换器51，信号电平被反转，分别输入NMOS型晶体管55及57的各栅极。

在斜坡电压生成电路6a中，电压-电流变换电路52，电阻53及电容器56串联连接在输入电压Vin和接地电压之间，NMOS型晶体管55并联连接在电容器56上。电阻53和电容器56的连接部与开关晶体管M11的漏极之间，连接NMOS型晶体管54，时钟信号CLK输入NMOS型晶体管54的栅极。NMOS型晶体管57和电容器58串联连接在开关晶体管M11的漏极和接地电压之间，电压-电流变换电路52的控制信号输入端与NMOS型晶体管57和电容器58的连接部连接。斜坡电压Vs从电压-电流变换电路52和电阻53的连接部输出到PWM比较器7的非反转输入端。

在这种构成中，若开关晶体管M11接通，成为导通状态，则从直流电源20向电感器L1供给电力，若开关晶体管M11截止，成为断开状态，则蓄积在电感器L1的能量叠加到输入电压Vin上，从输出端子OUT输出。RS触发电路9在时钟信号CLK成为高电平期间，设定使得输出信号Sq为高电平，开关晶体管M11接通成为导通状态。误差放大电路5输出误差电压Ve，使得分压电压Vfb成为基准电压Vref。PWM比较器7对误差电压Ve和斜坡电压Vs进行电压比较，若斜坡电压Vs比误差电压Ve大，则PWM比较器7使得RS触发电路9复位，截止开关晶体管M11，使其成为断开状态。

下面，参照图5说明图4的斜坡电压生成电路6a生成斜坡电压Vs，图5表示图4的各部分的波形例的时间图。

NMOS型晶体管57和电容器58的连接部与输出电压Vout电压相同，因此，电压-电流变换电路52生成与输出电压Vout对应的电流islope输出，该电流islope成为(D×Vout)。D为所定值。若电阻53的电阻值为Roffset，则因电阻53施加的补偿电压Voffset成为下式(9)：

Voffset＝islope×Roffset    (9)

输出电压Vout是开关晶体管M11截止时的开关晶体管M11的漏极电压VB，开关晶体管M11截止时，通过接通NMOS型晶体管57，电容器58的两端电压保持为输出电压Vout，成为islope＝D×Vout。

来自振荡电路8的时钟信号CLK为高电平期间，NMOS型晶体管54对开关晶体管M11的漏极电压VB取样，施加到电容器56上。若开关晶体管M11的通态电阻设为Ron，被取样的开关晶体管M11的漏极电压VB成为VB＝Ron×iLvalley。ILvalley表示电感器电流iL的谷间电流值。

若NMOS型晶体管54截止，成为断开状态，则因构成电流源的电压-电流变换电路52，电容器56被充电，若电容器56容量设为Cvs，则电容器56的电压倾斜度成为(D×Vout/Cvs)。因此，若将开关晶体管M11接通后的经过时间设为t，则开关晶体管M11接通时的斜坡电压Vs成为下式(10)：

Vs＝D×Vout×Roffset+Ron×iLvalley+D×Vout/Cvs×t    (10)

若电感器L1的电感设为L，即，下式(11)成立：

D/Cvs＝Ron/L    (11)

则可从上述(10)式得到下式(12)：

dVs/dt＝Ron×Vout/L    (12)

另一方面，若开关晶体管M11截止，则NMOS晶体管55接通，充电到电容器56的电荷放电，使得电容器56的电压复位到接地电压。

在此，在上述说明中，通态电阻Ron设为一定，在构成电流源的电压-电流变换电路52生成的电流islope＝D×Vout，得到上述(11)式，但通态电阻Ron一般因开关晶体管M11的温度及接通时的栅极电压而变化。

因此，islope＝E×Ron×Vout(E为所定值)，若使得电流islope包含通态电阻Ron的变化，则上述式(10)成为下式(13)：

Vs＝E×Ron×Vout×Roffset+Ron×iLvalley+E×Ron×Vout/Cvs×t    (13)

若使得E/Cvs＝1/L    (14)

则从上述式(13)能得到下式(15)：

dVs/dt＝Ron×Vout/L    (15)

这样，可知斜坡电压Vs的倾斜度dVs/dt根据输出电压Vout变化而可变。

图6表示图4的电压-电流变换电路52的电路例。

在图6中，电压-电流变换电路52形成用于生成与输出电压Vout对应的电流islope的电流源，由误差放大电路61，62，PMOS晶体管63-66，NMOS晶体管67-69及电阻70，71构成。

PMOS晶体管63及64形成电流镜电路，各源极分别与输入电压Vin连接，各栅极连接，同时，该连接部与PMOS晶体管63的漏极连接。NMOS晶体管67及电阻70串联连接在PMOS晶体管63的漏极和接地电压之间，NMOS晶体管67和电阻70的连接部与误差放大电路61的反转输入端连接。与输出电压Vout相当的电压输入误差放大电路61的非反转输入端，误差放大电路61的输出端与NMOS晶体管67的栅极连接。与输出电压Vout相当的电压输入误差放大电路61的非反转输入端，但是，在以下说明中，作为输出电压Vout输入误差放大电路61的非反转输入端进行说明。

NMOS晶体管68连接在PMOS晶体管64的漏极和接地电压之间，输入电压Vin输入NMOS晶体管68的栅极。

PMOS晶体管65及66形成电流镜电路，各源极分别与输入电压Vin连接，各栅极连接，同时，该连接部与PMOS晶体管65的漏极连接。NMOS晶体管69及电阻71串联连接在PMOS晶体管65的漏极和接地电压之间，NMOS晶体管69和电阻71的连接部与误差放大电路62的反转输入端连接。误差放大电路62的非反转输入端与PMOS晶体管64和NMOS晶体管68的连接部连接，误差放大电路62的输出端与NMOS晶体管69的栅极连接。从PMOS晶体管66的漏极输出电流islope。

在这种构成中，误差放大电路61实行NMOS晶体管67的动作控制，使得非反转输入端和反转输入端的电压相同。电阻70，71电阻值不变化，电阻70的电阻值设为R70，电阻71的电阻值设为R71。NMOS晶体管68通过与开关晶体管M11相同处理工序形成，向栅极输入所述输入电压Vin，具有开关晶体管M11的1/n的尺寸，NMOS晶体管68的通态电阻为(Ron×n)。

输出电压Vout输入误差放大电路61的非反转输入端，电阻70的两端电压成为Vout。因此，在电阻70中流过Vout/R70的电流。通过PMOS晶体管63，64的电流镜电路，在NMOS晶体管68流过Vout/R70的电流。因此，NMOS晶体管68的两端电压成为(Ron×n×Vout/R70)。误差放大电路62实行NMOS晶体管69的动作控制，使得电阻71的两端电压成为(Ron×n×Vout/R70)，在电阻71中流过(Ron×n×Vout/R70/R71)的电流。因此，若E＝n/R70/R71，则电流islope成为下式(16)：

Islope＝E×Ron×Vout    (16)

这样，本第二实施形态的电流模式控制型开关稳压器根据输出电压Vout变化，改变斜坡电压Vs的倾斜度，以简单电路，即使宽的输入输出电压范围，也能合适地实行斜率补偿，能防止发生分谐波那样的振动。

在上述第一实施形态及第二实施形态中，使用开关晶体管的通态电阻，用于将接通开关晶体管时流过的电流变换成电压，但本发明也可以将读出电阻与电感器L1串联连接。又，也可以使用与开关晶体管逆相开关的同步整流用晶体管，代替整流二极管，即使使用上述同步整流用晶体管，也能得到同样效果。

上面参照附图说明了本发明的实施例，但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。