基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法

摘要

基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法属于测控通信领域，其特征在于利用USB测控信号的主载波和副载波双重调制的频谱的特点，在进行了主载波捕获、消除了大部分的多普勒频差之后的复信号中，用FIR低通滤波器提取出携带负多普勒剩余频差信息的主载波信号，完成多普勒剩余频差的正负对消，从而达到主载波跟踪的目的。该方法克服了使用锁相环的传统方法带来的环路结构和参数设计麻烦、多普勒残差不能完全消除等问题，适用于USB测控系统中的主载波的跟踪。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法，适用于统一S波段(Unified S-band，USB)测控信号的主载波跟踪。该方法无需反馈控制环路，就能较好的实现消除多普勒频偏的目的。该方案特别适用于大多普勒频率变化率情况下主载波的跟踪控制。本方法属于测控通信领域。

背景技术

在通信过程中，由于通信对象之间往往存在径向的运动速度(沿通信对象直线方向的速度)，造成接收信号和发射信号之间出现多普勒效应，使其存在多普勒频差；另外，在大多数情况下，通信对象的运动并不是匀速的，这又造成接收信号多普勒频率的变化，使信号接收更加困难。在地面通信中，由于受到运动速度的限制，多普勒效应不是太明显。但是在航天测控通信中，由于测控对象(如卫星、导弹、运载火箭等)的高速运动，多普勒效应明显，使得信号接收质量恶化，甚至无法正常接收。例如，某航天器在深空中高速飞行，用USB测控系统进行测控，其副载波通信的信息速率为1Kbps，而可能达到的最大多普勒频差和多普勒变化率分别为±150KHz和50KHz/s，这将引起信号接收极其困难。因此，探寻对抗多普勒效应的方法成为测控通信领域的一个研究热点。

USB测控系统采用双重调制方式，即各路测控基带信号首先进行PSK、FSK等副载波调制，再合在一起进行主载波的PM调制，调制后的信号频谱中有主载波和副载波，如图1所示。为了对抗大的多普勒频率和频率变化率，许多研究者做了大量的工作，研究和设计出一系列的方法。这些方法消除多普勒频差的过程主要分为主载波信号的捕获和跟踪两个部分。主载波的捕获主要完成主载波的识别和在频域中的大致定位，以消除大部分的多普勒频差；主载波的跟踪主要完成对剩余多普勒频差的消除，从而完成测控信号中所有多普勒频差的矫正。在现有的USB测控系统中，主载波捕获采用的方法主要有频率扫描法、判频谱对称法、频谱模板匹配法、频谱能量中心法和在对测控对象运动状态预知的情况下的频谱预置方法等；而主载波的跟踪基本上都是采用锁相环的方式，通过锁相环闭环来跟踪剩余的多普勒频差，不同设计者方法间的区别主要在于对环路的结构设计和环路参数的选择上，目的都是尽量减小剩余的频率残差。用锁相环路来跟踪剩余的多普勒频差，结构简单，占用资源不多，但是始终存在一定的频率残差，多普勒频差无法完全消除；当多普勒变化率较大时，为了跟踪上多普勒频率的变化，需要采用高阶锁相环，而高阶锁相环设计涉及环路的稳定性问题，实现起来非常困难。

发明内容

本发明根据上述问题提供一种基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法。该方法利用了USB测控信号主载波和副载波双重调制的频谱特点，在进行了主载波捕获、消除了大部分的多普勒频差之后的复信号中，提取出携带负多普勒频差信息的主载波信号，对多普勒频差进行正负对消，达到彻底消除多普勒频差、完成主载波跟踪的目的。该方法直观简便，能够在硬件资源增加不多的情况下实现对多普勒频差的完全消除，且不受多普勒变化率大小的限制。

本发明的特征在于，所述方法依次含有以下步骤：

步骤(1)：接收下来的带有多普勒频差的USB测控带通模拟信号首先经过模数转换器，转变为数字信号。

步骤(2)：将步骤(1)获得的带有多普勒频差的USB测控带通数字信号经过一个正交下变频器，得到带有多普勒频差的复基带信号，其实部和虚部分别用I₁、Q₁两路数据信息表示。

步骤(3)：把步骤(2)得到的带有多普勒频差的基带复信号经过一个主载波捕获装置，消除大部分的多普勒频差。该主载波捕获装置先将步骤(2)输出的I₁、Q₁两路数据分别作为实部和虚部，合并为复数，再做N(N的选择和模数转换器的采样率和硬件的资源有关)点的快速傅立叶变换，再将变换后的结果取绝对值和事先预置的频谱模板进行相关运算，在设定的最大多普勒范围内搜索相关峰，，相关峰对应的频率位置即为主载波在频域中的位置，再用主载波位置信息控制数控振荡器输出正弦和余弦复振荡频率，然后和输入的带有多普勒频差的基带复信号(由I₁、Q₁两路数据合并而成)做复数乘法，完成大部分的多普勒频差消除，并输出复信号，其实部和虚部分别用I₂、Q₂两路数据信息表示。其中，预置频谱模板为已知的发射机采用的单个脉冲的幅度频谱；相关运算指的是将具有不同相对延时的两个离散信号进行对应位置采样点相乘并求和的运算；最大多普勒范围由航天的径向速度决定，通常为±300kHz；若主载波在频域中的位置偏离零频的距离为D(Hz)，则两路振荡信号的频率为K*D(Hz)，其中K为数控振荡器的调制灵敏度，通常为1；大多普勒频差通常指满足频差消除后最大剩余频偏小于16kHz的情况。

步骤(4)：把步骤(3)得到的复信号经过一个谱对称信号形成器，形成频谱关于零频成左右对称的两路复信号X₁和X₂。该谱对称信号形成器将输入的复信号分成两路，一路不做任何处理，直接输出，用X₁表示，一路将输入复信号的虚部(即Q₂)乘以-1，然后和实部(即I₂)一起合并为复数输出，用X₂表示。

步骤(5)：把步骤(4)得到的两路复信号，经过多普勒频率对消预处理器，形成两路复信号Y₁和Y₂输出。该多普勒频率对消预处理器对步骤(4)输出的复信号X₂进行有限冲激响应(Finite Impulse Response，FIR)低通滤波，输出带有负多普勒频率信息的主载波复信号，用Y₂表示；对步骤(4)输出的复信号X₁进行延时处理，输出用Y₁表示，以保证信号由X₂到Y₂所需要的时间和由X₁到Y₁所需要的时间相等。

步骤(6)：把步骤(5)输出的两路复信号通过多普勒频率对消器，得到消除了多普勒频差的USB测控基带复信号，完成主载波的跟踪。该多普勒频率对消器将步骤(5)输出的两路复信号进行相乘，实现多普勒频率对消。

本发明提出的基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法，其主要优点包括：方法直观简便，能够在比传统锁相环方法硬件资源增加不多的情况下实现对多普勒频差的完全消除，且不受多普勒变化率大小的限制。

附图说明

图1是USB测控信号基带频谱示意图。

图2是基于多普勒频率对消的主载波跟踪方法总体实现框图。

图3是正交下变频框图。

图4是主载波捕获装置框图。

图5是谱对称信号形成器框图。

图6是多普勒频率对消预处理器框图。

图7是多普勒频率对消器框图。

具体实施方式

以下结合附图，详细介绍本发明的内容：

图2是基于多普勒频率对消的主载波跟踪方法的总体实现框图。如图2所示。接收机接收到带有多普勒频差的USB测控带通模拟信号，先依次经过模数转换器、正交下变频器、主载波捕获装置等装置后，得到消除了大部分多普勒频差的USB测控数字复基带信号。该复基带信号经过谱信号形成器，得到两路频谱关于零频成左右对称的复信号；该两路复信号经过多普勒频率对消预处理器时，一路经过延时输出，一路经过FIR低通滤波后输出。最后该两路输出信号经过多普勒频率对消器，得到完全消除多普勒频差的USB测控数字复基带信号。

以下是各部分的算法描述及其具体实现方法：

首先，接收下来的带有多普勒频差的USB测控带通模拟信号经过模数转换器，完成采样率为f_s的模数转换，将模拟信号转变为数字信号。其中f_s的选择和USB测控信号的最大多普勒频偏和副载波信号的最大信息速率有关，一般来说f_s至少要大于上述两者最大值的2倍。例如最大多普勒频偏为±150KHz、副载波信号的最大信息速率为1Kbps，则f_s应至少选择300KHz，一般选择600KHz以上。

图3是正交下变频框图。如图3所示，经过模数转换后的带有多普勒频差的USB测控带通数字信号经过正交下变频器，得到带有多普勒频差的USB测控基带数字信号，具体实现方法为：将输入的信号分别和数控振荡器的同相路和正交路信号相乘，分别输出I₁和Q₁。

图4是主载波捕获装置框图。如图4所示，经过正交下变频后的基带信号经过主载波捕获装置捕获住主载波，消除大部分的多普勒频差后输出；具体实现方法为：

(1)先将经过正交下变频后的输入基带信号I₁和Q₁经过实数/复数转换器转换为复数，再做N点的快速傅立叶变换，转换到频域。其中做快速傅立叶变换点数N的选择和转换到频域后的精度P有关系，P＝f_s/N，在硬件资源允许的情况下可以尽量使N大。例如，在f_s＝800KHz/s的情况下，可以选择N＝4096。

(2)将快速傅立叶变换后的频谱取绝对值得到幅度频谱，并和具有不同相对频率偏移的预先存储的预置频谱模板进行相关运算，找出相关值最大时上述二者的相对频率偏移，也就是相关峰的位置；由此即找到主载波位置，完成捕获过程。其中，预置频谱模板为已知的发射机采用的单个脉冲的幅度频谱，相关运算指的是将具有不同相对延时的两个离散信号进行对应位置采样点相乘并求和的运算。

(3)用捕获住的主载波所处的频谱位置信息控制数控振荡器输出同相和正交两路振荡信号，并经过实数/复数转换器转换为复振荡信号。若主载波在频域中的位置偏离零频的距离为D(Hz)，则两路振荡信号的频率为K*D(Hz)，其中K为数控振荡器的调制灵敏度，通常为1。

(4)将振荡器输出的复振荡信号和输入的复基带信号(由I₁和Q₁经过实数复数转换而来)做复数相乘，完成大多普勒频差的消除，并将结果转换为两路实数I₂和Q₂输出。其中，大多普勒频差通常指满足频差消除后最大剩余频偏小于16kHz的情况。

图5是谱对称信号形成器框图。如图5所示，消除了大部分的多普勒频差后的复基带信号(I₂和Q₂分别为其实部和虚部)，经过谱对称信号形成器后，形成频谱关于零频对称的两路复信号X₁和X₂；具体实现方法为：

(1)将输入的消除了大部分的多普勒频差后的复基带信号(I₂和Q₂分别为其实部和虚部)输出，得到复信号X₁。

(2)将输入的信号Q₂乘以-1作为虚部、输入信号I₂作为实部，合路为复信号X₂输出。

消除了大部分多普勒频差后的复基带信号可以表示为：

$S_T=e^{i(w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)}=\cos (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)+i\sin (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)=I_2+{\mathrm{iQ}}_2$

其中w_ds为消除了大部分的多普勒频差后的剩余频差，m为USB系统中副载波的个数，Ψ_n为第n个副载波调制信号，T为离散采样时间，表示Ψ₁+Ψ₂…+Ψ_m。

信号S_T经过谱对称信号形成器后，输出X₁和X₂为：

$X_1=I_2+i{Q}_2=\cos (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)+i\sin (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)=e^{i(w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)}$

$X_2=I_2-i{Q}_2=\cos (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)-i\sin (w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)=e^{-i(w_{\mathrm{ds}}T+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)}$

图6是多普勒频率对消预处理器框图。如图6所示，频谱对称的复信号X₁和X₂经过多普勒频率对消预处理器后，一路输出预消除剩余多普勒频差的复基带信号Y₁，一路输出提取出来的负多普勒频差复信号Y₂；具体实现方法为：

(1)将输入的频谱对称的复信号X₁经过一个延时器延时，延时的大小要和FIR低通滤波器的延时相等。

(2)将输入的复信号X₂经过一个FIR低通滤波器滤波，输出包含负多普勒频差信息的复信号Y₂。FIR低通滤波器的选择需要满足两个条件，一是滤波器带宽不能小于经过大多普勒频偏消除后的最大剩余频偏，二是滤波器带宽不能大于USB测控信号频谱中离主载波最近的一个副载波的副载波调制频率。

复信号X₁和X₂经过多普勒频率对消预处理器后，输出复信号Y₁和Y₂，

$Y_1=e^{i(w_{\mathrm{ds}}{T}^{\prime }+\underset{n=1}{\overset{m}{\Sigma }}{\Psi }_n)},$$Y_2=e^{-i\left(w_{\mathrm{ds}}{T}^{\prime }\right)};$其中T′为T经过延时后的离散采样时间。

图7是多普勒频率对消器框图。如图7所示，多普勒频率对消器将预消除剩余多普勒频差的复基带信号Y₁和提取出来的负多普勒频差复信号Y₂做复数相乘，完成剩余的多普勒频差的消除，输出信号Z。

通过以上步骤，最终完成了主载波的捕获和跟踪，完全消除了多普勒频差。

如前所述，根据本发明，基于多普勒频率对消的全数字主载波跟踪方法回避了现有的各种USB主载波跟踪方法需要设计锁相环路、需要根据多普勒特征设计环路结构和调整环路参数的问题，方法实现简单；其对多普勒频率的跟踪性能和传统的锁相环方法相比，不留残差、能完全消除多普勒频偏，且不受多普勒变化率大小的影响；在USB测控通信领域里，该方法在主载波跟踪方面具有很大的创新性，符合USB测控通信领域技术的发展方向。