用于直流/交流循环换流器的控制方案

摘要

一个方法包括与控制耦合的HF逆变器3相配合地控制循环换流器7。循环换流器7的控制为HF逆变器3的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程FW周期。每次在循环换流器中提供第一空程周期时，HF逆变器的控制提供了HF逆变器3中的一个空程周期。

说明书

技术领域

本发明涉及电动车辆和混合动力电动车辆。特别地，本发明涉及由这种车辆用于提供辅助动力的辅助动力系统。

背景技术

本发明的受让人设计和开发了电动和混合电动车辆和在其中使用的动力系统。与动力系统有关的现有技术包括辅助动力系统的说明，其中用于行走轮驱动的主动力系统被分接以便为其它目的提供辅助动力。辅助动力系统可用于为通常在车辆内构建或伴随的其它电器，比如收音机、前灯、空调吹风机等提供电力。在其它时候，辅助电力系统可被要求来为经常“插入”到车辆中的电器，比如打火机和用于充电手机的电源组、膝上型计算机以及通常插入到打火机插座中的其它设备提供电力。在又其它时候，辅助电力系统可被要求来为通常与车辆不关联的电器，比如电动剃须刀或电子工具提供110V交流或直流电力，电子工具比如是电动锯、电动钻、电动研磨机、或各种在车辆用于露营或垂钓时使用的电器。

图1描绘了一个辅助动力系统，包括直流电源、高频逆变器3、高频变压器5和与负载连接的循环换流器7。高频逆变器3和循环换流器7内的开关由控制器1控制。控制这些开关的不同方式是已知系统和本发明的实施例之间的差异。

图2描绘了高频逆变器3(HF逆变器3)，耦合在来自直流电源的直流电压(V_DC)和高频变压器5(HF变压器5)之间。HF逆变器包括四个开关S1、S2、S3、S4。开关S1包括旁路二极管30和对应的有源开关元件20。类似地，开关S2、S3、S4包括旁路二极管32、34、36和对应的有源开关元件22、24、26。

开关S1的有源开关元件20能够从V_DC向HF变压器传导电流或阻碍从V_DC向HF变压器的电流传导，这取决于施加到有源开关元件20的控制信号。旁路二极管30能够从HF变压器向V_DC传导电流，但是在另一方向不能。类似地，开关S3的有源开关元件24能够从V_DC向HF变压器有选择地传导电流或阻碍从V_DC向HF变压器的电流传导。旁路二极管34能够从HF变压器向V_DC传导电流，但是在另一方向不能。

开关S2的有源开关元件22能够从HF变压器向V_DC传导电流或阻碍从HF变压器向V_DC的电流传导，这取决于施加到有源开关元件22的控制信号。旁路二极管32能够从V_DC向HF变压器传导电流，但是在另一方向不能。类似地，开关S4的有源开关元件26能够从HF变压器向V_DC有选择地传导电流或阻碍从HF变压器向V_DC的电流传导。旁路二极管36能够从V_DC向HF变压器传导电流，但是在另一方向不能。有源开关元件20、22、24、26通常包括绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)。尽管可以使用其它的开关技术。

在操作中，在3000和30000Hz之间选择HF逆变器的开关频率。HF逆变器将直流电源电压V_DC转换成方波动力脉冲，该脉冲穿过要在循环换流器7的A_BUS和B_BUS之间应用的HF变压器5。

图3示出了HF变压器5和循环换流器7。循环换流器7包括以桥接结构布置的四个开关对AU、BU、AV和BV。变压器5通过A_BUS和B_BUS(桥的A和B接线端)耦合到桥。负载侧滤波器包括电感器L、霍耳效应传感器H和电容器C。负载侧滤波器耦合在U和V接线端之间的桥。

每个开关对包括两个开关。开关对AU连接到A_BUS并且包括开关AUP和AUN，并且开关对AV也连接到A_BUS并且包括开关AVP和AVN。开关对BU连接到B_BUS并且包括开关BUP和BUN，并且开关对BV也连接到B_BUS并且包括开关BVP和BVN。开关AUP、AVN、BUN和BVP实际工作地像图2的任何开关S1、S2、S3、S4。开关AUN、AVP、BUP和BVN类似地工作，除了旁路二极管以开关AUP、AVN、BUN和BVP的二极管的相反方向连接以及除了有源开关元件选择性地以开关AUP、AVN、BUN和BVP的开关元件的相反方向传导电流。

控制器1控制每个开关对的两个开关元件来创建潜在的四个操作状态。开关对AU将用作为例子。当没有电流从A_BUS经过开关对AU流动到电感器L或返回时，AU是断开的。在断开状态，两个开关元件都阻碍电流流动，并且两个二极管被反偏置以阻碍电流流动。在接通状态，两个开关元件都导通使得电流可在两个方向流经开关对AU。

在第三状态中，开关AUP的开关元件是接通的以允许一个方向的导通，并且开关AUN的开关元件是断开的以阻碍所有的导通，使得电流从A_BUS经过开关AUP的开关元件经过开关AUN的二极管流动到电感器L。但是，由AUN的二极管和开关元件来阻碍电流流动，使得阻碍电流从电感器L经过开关AUN经过开关AUP流动到A_BUS。

在第四状态中，开关AUN的开关元件是接通的以允许一个方向的导通，并且开关AUP的开关元件是断开的以阻碍所有的导通，使得电流从电感器L经过开关AUN的开关元件经过开关AUP的二极管流动到A_BUS。但是，由AUP的二极管和开关元件来阻碍电流流动，使得阻碍电流从A_BUS经过开关AUP经过开关AUN流动到电感器L。

其它开关对AV、BU和BV的每一个类似地操作，使得每一个都产生由控制器1(图1)控制的四个操作状态。循环换流器7能够被控制为处于256个不同的导通状态中的任何一个。

传播经过HF变压器的动力脉冲被施加到循环换流器7(图3)，以使A_BUS在一个半循环中相对于B_BUS为正并使B_BUS在另外半循环中相对于A_BUS为正。通过使用开关AUP、AVN、BUN、BVP、AUN、AVP、BUP和BVN的正确循环，来自两个半循环的电流可以相同的方向传递经过电感器L。

第一模式被定义成当电流从U节点传递到传感器中的时候。在第一模式中，控制器1(图1)控制循环换流器7的所有开关元件，以使得节点U上的电压可以比节点V上的电压正得更多。

第一个半循环被定义为当A_BUS上的电压相对于B_BUS上的电压为正的时候(参考图6，A_BUS)。参考图4，在第一个半循环期间，A_BUS上的电压可以从A_BUS经过开关AUP的开关元件，经过开关AUN的二极管传递到节点U。同时，从节点V抽出的电流经过开关BVP的开关元件，经过开关BVN的二极管而到了B_BUS，直到节点V上的电压基本上与B_BUS上的电压相同(小于开关对BV的开关两端的电压降较小)。

另外的半循环被定义为当B_BUS上的电压相对于A_BUS上的电压为正的时候(参考图6，B_BUS)。参考图5，在另外的半循环期间，B_BUS上的电压可以从B_BUS经过开关BUP的开关元件，经过开关BUN的二极管传递到节点U。同时，从节点V抽出的电流经过开关AVP的开关元件，经过开关AVN的二极管而到了A_BUS，直到节点V上的电压基本上与A_BUS上的电压相同(小于开关对BV的开关两端的电压降较小)。

因此，在这个第一模式中，无论A_BUS是否比B_BUS更正或相反，开关可以由控制器1操作成向节点U施加比向节点V施加的电压更正的电压。控制器1使开关向U节点施加正的动力脉冲。以这种方式，节点U可以产生相对于节点V上的电压为正的直流电压，并具有周期性开关尖脉冲(参看图6，U)。电容器C和电感器L构成负载端滤波器，该滤波器基本上移除了开关尖脉冲(参看图6，输出)。

类似地，在第二模式中，开关可被操作成向节点V施加比向节点U施加的电压更正的电压。以这种方式，节点U可以产生参照节点V上的电压为负的直流电压。

通过在上述的第一和第二模式之间交替，可以在节点U和V之间提供交流电压波形，其中第一和第二模式之间的开关速率可以在直流(即，第一模式或第二模式，而不交替模式)和刚在HF逆变器的开关频率之下的频率之间的范围中任意选择。

第一和第二模式之间交替的特殊频率由控制器1中的逻辑来定义，该逻辑生成操作循环换流器7中开关的控制信号。在多数系统中，第一和第二模式之间交替以及返回的频率将是60Hz，以便与设计用来在陆地交流动力系统上操作的负载兼容，陆地交流动力系统以6 0Hz操作。但是，其它频率也是所期望的，比如400Hz、900Hz以及甚至1600Hz，因为这些频率也可用在标准的交流动力系统中。

霍尔效应传感器H、电容器C和电感器L形成横跨节点U和V的滤波器。该滤波器的滤波器常数RC被设计为低通滤波器，以便移除比第一和第二模式之间交替的频率高的频率。通常，在循环换流器7的开关状态之间切换期间，可瞬间地在节点U和V两端施加电压的尖脉冲。由电容器C和电感器L形成的滤波器吸收并滤出这些电压尖脉冲，以向节点U和V之间提供平稳电压。霍尔效应传感器H向控制器1提供反馈，从而向控制器通知穿过电感器L的电流方向。

在典型操作中，HF逆变器3以充足的速率切换，使整个循环以在2000Hz到40000Hz之间或者更典型地在3000Hz到30000Hz之间选择的预定速率重复。在第一半循环期间，开关S1和S4接通而开关S2和S3断开，使得电流流动到变压器5的虚线侧中，并且将来自直流电源的电压V_DC施加到变压器5，使得施加到变压器5的初级绕组的虚线侧的电压比施加到初级绕组的另一侧的电压正得更多。在另一个半循环期间，开关S2和S3接通而开关S1和S4断开，使得电流流出变压器5的虚线侧，并且将来自直流电源的电压V_DC施加到变压器5，使得施加到变压器5的初级绕组的虚线侧的电压比施加到初级绕组的另一侧的电压负得更多。通过使这些半循环交替，将方波电压施加到变压器5的初级绕组。开关S1和S4在第一个半循环中闭合而开关S2和S3打开，使得电流在一个方向上流经变压器5的初级绕组。接着，在另一个半循环中，开关S2和S3闭合而开关S1和S4断开，使得电流以相反的方向流经变压器5的初级绕组。一般地，如此选择变压器的大小以及特别的变压器的磁心材料、变压器的绕组等，使得磁心材料在半循环期间没有变为磁饱和。

当控制器1按照图4和5所讨论地来操作循环换流器7时，使用图6描绘的定时顺序来最大化传送到循环换流器输出OUTPUT(图4、5)的动力。该操作被称作为动力传送周期(PT周期)。

但是在许多情况下，期望小于全动力传送。为了实现此，使用在循环换流器7中开关的脉冲宽度调制(PWM)。为了理解PWM，只考虑参照图4和5所描述的第一模式，其中循环换流器7的开关由控制器1操作为向节点U施加电压，该电压比施加到节点V的电压正得更多，而不管A_BUS是否比B_BUS正得更多或是相反。如上所讨论的，在HF逆变器循环的第一半循环(全循环的50％工作循环)期间，开关对AU的开关操作成将来自A_BUS的正电压施加到节点U，并且在另外半个周期(全循环的50％工作循环)期间，开关对BU的开关操作成将来自B_BUS的正电压施加到节点U。参看图6。

为了提供小于全动力传送，每个半循环(全循环的50％工作循环)被划分成动力传送PT周期(就像上述的第一或第二模式)和空程(freewheeling)周期。例如，在第一个半循环中，动力传送PT周期可能是全循环的25％，并且空程周期可能是全循环的25％(参看图7)。接着，在另外半循环中，动力传送PT周期可能还是全循环的25％，并且空程周期可能还是全循环的25％(参看图7)。

在图7中，分别在第一和第二行中描绘了第一和第二半循环。参考时间T0在第一个半循环的开始处开始。第一个半循环开始于PT周期，随后是FW周期，并且第二半循环开始于PT周期，随后是FW周期。图7的最后四行描绘了开关对AU、AV、BU和BV的接通或断开状态，不过只在FW周期期间。开关在PT周期期间的操作如上所述。在FW周期期间，开关对AU和AV接通以便当电流从节点U流动到电感器L中时，如图8中所讨论的那样导电，并且当电流从电感器L流动到节点U中时，如图9中所讨论的那样导电。但是，开关对AU和AV还可能对于在任意方向流动的电流来说是接通的。也在FW周期期间，开关对BU和BV断开，使得节点U和V按图8和图9那样描绘地与B_BUS隔离。在空程周期期间，U和V节点一起被短路。以这样的方式，只有一半的最大动力经过循环换流器7传送。

在空程周期期间，控制器1控制循环换流器7的开关，使得节点U和V一起短路。这样做的一种方式是将A_BUS短路到U和V节点。这样做的另一种方式是将B_BUS短路到U和V节点。如果电流从电感器L经过霍尔效应传感器H流到电容器C中，则开关AUP和AVP的开关元件按照图8所描绘的那样接通。电流继续在电路中从电容器C经过开关AVP的开关元件经过开关AVN的二极管流动到A_BUS，接着经过开关AUP的开关元件经过开关AUN的二极管并且返回到电感器L。除了开关两端的某些小电压降外，节点U和V之间的电压一起被短路并箝位到A_BUS的电压。控制器1知道电流流动方向，因为霍尔效应传感器H感测电流方向并报告该方向给控制器。

类似地，如果电流从电容器C经过霍尔效应传感器H流到电感器L中，则开关AUN和AVN的开关元件按照图9所描绘的那样接通。电流继续在电路中从电感器L经过开关AUN的开关元件经过开关AUP的二极管流动到A_BUS，接着经过开关AVN的开关元件经过开关AYP的二极管并且返回到电容器C。除了开关两端的某些小电压降外，节点U和V之间的电压被短路并箝位到A_BUS的电压。控制器1知道电流流动方向，因为霍尔效应传感器H感测电流方向并报告该方向给控制器。

可替换地，控制器1能够控制开关AUP、AVP以及AUN、AVN的开关元件在FW周期期间接通，并且不会存在感测来自霍尔效应传感器H的电流方向的需要。该布置可将节点U和V上的电压箝位在一起。

可替换地，控制器1能够在空程周期期间将循环换流器7的开关控制为通过类似地控制开关BUP和BVP的开关元件在一个半循环期间接通并类似地控制开关BUN和BVP的开关元件在另外个循环期间接通来箝位节点U和V之间的电压。并且，在一个可替换的变型中，控制器1能够在空程周期期间控制循环换流器7的开关，使得BUP、BUN、BVN和BVP的开关元件都接通，而与电流流动的方向无关。

在上面讨论的空程的任何情况下，在空程周期期间不经过循环换流器7来传送动力，因为节点U和V之间的电压被一起短路。这降低了传送到电感器L和电容器C中的动力量。在特定的示例情况，其中在第一个半循环期间，动力传送周期是25％的全循环，并且空程周期是25％的全循环。在另外的半循环中，动力传送周期是25％的全循环，并且空程周期是25％的全循环。因此，经过循环换流器7实际只传送了50％(例如，每个半循环25％)的最大可传送动力。节点U和V之间的滤波器的滤波器常数LC被选择为具有平滑HF动力脉冲的时间常数LC(参看图7)。这将使输出端(即，电容器C和霍尔效应传感器H之间的节点)和节点V中的波动被平均掉。在本文中，电容器C作为输出端OUTPUT(即，电容器C和霍尔效应传感器H之间的节点)和节点V之间的旁路电容器，并且电感器L作为在电压尖脉冲达到输出端OUTPUT之前降低该尖脉冲的输入扼流圈。

为了实现正弦形电压输出波形，控制器1控制循环换流器7的开关来调制半循环中用于空程周期的百分比以及半循环中用于动力传送周期的百分比。初始地，全部的半循环(即，全循环的50％)用于空程周期，并且该半循环都不用于动力传送周期。因此，初始地，循环换流器的电压输出是零。半循环中用于动力传送周期的百分比逐渐增加直到到达峰值，并接着百分比再次逐渐降低到零。该半循环用于空程周期的对应百分比相对应地逐渐降低到最小值并接着逐渐增加。这些百分比中增加和降低的准确速率被选择来以期望的输出频率，例如60Hz，参考节点V而在输出端OUTPUT处提供正弦输出电压的半个周期。例如，如果所期望的输出频率是60Hz，则该半个周期是1/120秒，或八又三分之一毫秒。还可通过以这种方式控制循环换流器的开关来产生三角或方波波形。

除了形成基本的波形，控制器1命令循环换流器7控制输出电压波形的等级，即所递送动力的RMS。控制器1命令循环换流器7以如此方式调制半循环中用于空程周期的百分比，使得根据所期望的峰值正弦曲线幅度来调整输出电压波形的幅度。

在八又三分之一毫秒的半波形循环周期结束时，出现零交叉，并且以节点U和V上反转的电压重复八又三分之一毫秒的半波形循环周期。

利用循环换流器操作，能够以任意但由控制器定义的预定频率来提供任意输出波形。预定频率可以是从直流到正好低于HF逆变器循环频率(例如3000Hz到30000Hz)的任何频率。

发明内容

本发明的一个方法的实施例包括与控制耦合的HF逆变器3相配合地控制循环换流器7。循环换流器7的控制为HF逆变器3的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程FW周期。每次在循环换流器中提供第一空程周期时，HF逆变器的控制提供了HF逆变器3中的一个空程周期。

在本发明的处理器可读媒体的一个实施例中，该媒体包含能够控制处理器的逻辑模块。第一模块能够控制处理器来控制循环换流器以便为HF逆变器的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程周期。第二模块能够控制处理器来控制HF逆变器以便每次在循环换流器中提供第一空程周期时，提供HF逆变器中的一个空程周期。

本发明的控制器的一个实施例包括用于控制循环换流器的第一电路和用于控制HF逆变器的第二电路。用于控制循环换流器的第一电路为HF逆变器的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程周期。每次在循环换流器中提供第一空程周期时，用于控制HF逆变器的第二电路提供了HF逆变器中的一个空程周期。

附图说明

将参考附图在随后优选实施例的描述中详细描述本发明。

图1是描绘根据本发明控制的类型的直流到交流系统的功能框图。

图2是图1的HF逆变器的示意图。

图3是图1的循环换流器的示意图。

图4是图3的循环换流器的电路示意图，示出了开关对于动力传送条件的一个操作设置。

图5是图3的循环换流器的电路示意图，示出了开关对于动力传送条件的另一个操作设置。

图6是示出动力传送条件的时序图。

图7是示出空程周期的PWM控制的动力传送条件的时序图。

图8是图3的循环换流器的电路示意图，示出了开关对于空程条件的一个操作设置。

图9是图3的循环换流器的电路示意图，示出了开关对于空程条件的另一个操作设置。

图10是示出根据本发明的控制方案的一个实施例的流程图。

图11是示出根据本发明的控制方案的另一个实施例的流程图。

图12是是示出根据本发明的控制方案又一个实施例的流程图。

具体实施方案

利用上面描述的已知换向方案，HF变压器5的大小必须设置为在50％的工作循环中接收完全的直流线电压。变压器中的磁性材料的大小必须设置为避免所施加的动力脉冲的长度饱和。在低频零电流检测导致换向部件过早烧毁以及噪声期间，该方案还具有HF输出电感器电流换向问题。

但是，在本发明中，控制器1控制HF逆变器3和循环换流器7，使得可使用更经济的变压器5。控制器1控制HF逆变器3的开关S1、S2、S3和S4(图2)，使得开关S1和S3或者开关S2和S4无论循环换流器7何时处于空程FW周期中都是接通的。这确保了当循环换流器7处于空程周期中时，HF变压器5的初级绕组两端的电压被短路到零。无论循环换流器7何时处于空程周期中，HF逆变器3被迫使进入空程周期。HF变压器初级绕组上的两端被短路到直流源的正侧或直流源的负侧。

HF变压器中的峰值通量如下给出：

β＝KDV，

其中K是成比例的常数，D是工作循环并且V是在初级绕组两端施加的输入线电压。当工作循环下降时，峰值通量β也下降。因此，当限制工作循环时，可使用更经济的变压器。本发明利用循环换流器7的空程周期以降低HF逆变器的工作循环D。

在本发明的方法的一个实施例中，该方法包括与控制耦合的HF逆变器3相配合地控制循环换流器7。循环换流器7的控制为HF逆变器3的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程FW周期。每次在循环换流器中提供第一空程周期时，HF逆变器的控制提供了HF逆变器3中的一个空程周期。

例如，图10描绘了一种包括与控制耦合的HF逆变器3相配合地控制循环换流器7的方法。在图10中，在循环换流器和HF逆变器上强加空程周期。作为一个半循环的空程周期的持续时间是要传送的动力量的函数并且由控制器的另一部分或单独的控制器来确定，控制器的另一部分或单独的控制器响应于负载条件和操作者的动力命令。但是，一旦半循环的百分比被确定，空程周期的持续时间被叠加到循环换流器和HF逆变器的控制上。在图10中，首先在循环换流器上施加空程周期，接着在HF逆变器上施加。但是，这两个事件之间的滞后时间通常非常短，为微秒量级，以便最大化系统的效率。即使最简单和最低的动力微处理器可在几微秒内改变状态。如图12所示，控制器1还可能基本上同时将空程周期叠加到循环换流器和HF逆变器的控制上。

在方法的实施例的一个变型中，该方法还包括控制循环换流器提供第二空程周期和控制HF逆变器提供另一个空程周期。控制循环换流器提供第二空程周期为HF逆变器的每个循环提供循环换流器中的第二空程周期。每次在循环换流器中提供第二空程周期时，控制HF逆变器提供另一个空程周期提供了HF逆变器中的另一个空程周期。

图11描绘了一种方法，其中在快速接连地在循环换流器和HF逆变器两者的控制上施加第一空程周期，接着一个时间延迟后，在循环换流器和HF逆变器两者的控制上施加第二空程周期。

在方法的实施例的变型的一个例子中，如此控制循环换流器使得第一空程周期在HF逆变器的每个循环的第一个半循环内出现并且第二空程周期在HF逆变器的每个循环的第二个半循环内出现。例如参看图7。

在本发明的处理器可读媒体的一个实施例中，该媒体包含能够控制处理器的逻辑模块。第一模块能够控制处理器来控制循环换流器以便为HF逆变器的每个循环提供循环换流器中的至少第一空程周期。第二模块能够控制处理器来控制HF逆变器以便每次在循环换流器中提供第一空程周期时，提供HF逆变器中的一个空程周期。

在本发明的处理器可读媒体的实施例的一个变型中，该媒体还包括第三模块，能够控制处理器来控制循环换流器以便为HF逆变器的每个循环提供循环换流器中的第二空程周期，和第四模块，能够控制处理器来控制HF逆变器以便每次在循环换流器中提供第二空程周期时，提供HF逆变器中的另一个空程周期。

在本发明的处理器可读媒体的实施例的变型的一个例子中，第一和第三模块还能够控制处理器使得第一空程周期在HF逆变器的每个循环的第一个半循环内出现并且第二空程周期在HF逆变器的每个循环的第二个半循环内出现。

在本发明的控制器的一个实施例中，该控制器包括用于控制循环换流器的第一电路和用于控制HF逆变器的第二电路。用于控制循环换流器的第一电路为HF逆变器的每个循环提供了循环换流器中的至少第一空程周期。每次在循环换流器中提供第一空程周期时，用于控制HF逆变器的第二电路提供了HF逆变器中的一个空程周期。

组成控制器1的电路可以由一组驱动器加上微型计算机、普通处理器、特定用途集成电路(ASIC)或由离散部件组成的等效电路构成。控制器仅仅是时序机，该时序机提供控制信号来接通和断开循环换流器7中的16个有源开关元件和HF逆变器中的四个有源开关元件。例如，本发明的一个实施例是在控制器中运行的程序。

在本发明的控制器的实施例的一个变型中，该控制器还包括第三电路，用于控制循环换流器来为HF逆变器的每个循环提供循环换流器中的第二空程周期，和第四电路，用于控制HF逆变器来每次在循环换流器中提供第二空程周期时，提供HF逆变器中的另一个空程周期。

在本发明的控制器的实施例的变型的一个例子中，控制器的第一和第三电路还控制循环换流器，使得第一空程周期在HF逆变器的每个循环的第一个半循环内出现并且第二空程周期在HF逆变器的每个循环的第二个半循环内出现。

已经描述了用于直流/交流循环换流器的新颖控制方案的优选实施例(旨在说明性而非限制的)，注意到本领域技术人员可依照上面的教导进行修改和变化。因此应理解的是，可以对本发明的特殊实施例进行变化，这些变化都在由所附权利要求限定的本发明的范围内公开。

已经按专利所要求那样详细且专门地描述了本发明，所要求的和期望由专利证书保护的内容在所附权利要求中叙述。