单通道检测输入信号相位差与相对幅度的方法

摘要

本发明公开了一种单通道检测输入信号相位差与相对幅度的方法，它涉及通信领域中的一种可在一个通道内实时求出多路信号之间相位差与相对幅度的方法。它通过控制分频器产生调制信号，用调制信号调制输入信号后合路形成单通道传输，合路信号再通过变换、采样、加窗、快速傅立叶变换(FFT)等信号处理，由FFT的输出数据经过计算获得相位差、幅度、相对幅度信息。本发明相对传统的检测方法具有单通道传输、不需锁相环、不需要整周期采样、处理信号频率范围宽、工作信噪比低、响应速度快、检测精度高等特点，另外具有集成化程度高、硬件简单、性能可靠的优点，特别适合用来制作天线自跟踪技术中的单通道单脉冲跟踪接收机。

说明书

技术领域

本发明涉及通信领域中检测两个或多个输入信号之间相位差的一种单通道检测输入信号相位差与相对幅度的方法，它特别适合于在天线跟踪技术中制作单通道单脉冲跟踪接收机，也可以用于其它需要检测精确相位差的设备中。

背景技术

在当前输入信号信噪比较低、信号频率范围较大时的相位差检测主要有两种方法：一是锁相环检测相位差方法，二是在双通道采样之后通过快速傅立叶变换(简称FFT)检测相位差或采用互相关检测相位差的方法。采用锁相环技术对输入信号跟踪滤波以提高输入信号信噪比，而后进行鉴相以得到信号相位差的方法，它可以采用单通道方案，但存在入锁较慢、设备较复杂、调试和制造困难、成本较高、环路为近似线性等诸多缺点。在双通道或多通道采样之后检测相位差的方法存在硬件复杂、通道匹配困难、通道间漂移造成相位差不准确、需要整周期采样等缺点。

发明内容

本发明的目的在于避免上述背景技术中的不足之处而提供一种采用单通道传输信号、基于FFT数字信号处理技术、不需要整周期采样、具有低信噪比工作特性的一种单通道检测输入信号相位差与相对幅度的方法。本发明具有可适应信号频段跨度大、检测精度高、算法简单等特点。本发明制造的设备还具有集成化程度高、性能稳定可靠、使用方便等特点。

本发明的目的是通过以下步骤实现的：

①由调制器对信号的次信号进行抑制载波调制后与主信号合成单通道；

②将合成的单通道信号混频及滤波、放大，进行模数转换为数字信号；

③数字信号采用乒乓数据接收处理结构连续接收数据，对已接收到的2ⁿ点接收数据加窗、快速傅立叶变换，2ⁿ为快速傅立叶变换的点数；

④调制器的调制信号由加窗和快速傅立叶变换的数据同步信号进行同步各个计数分频器，通过设置各个计数分频器的分频比R_i产小于45°；第i路次信号为m路次信号中的任意一路，i路计数分频生调制信号，设置初始计数值使调制信号初始相位为0°或其绝对值器的分频比R_i的设置关系为R_i×M_i＝2ⁿ，式中R_i、M_i、n为正整数，M_i为在快速傅立叶变换结果中次信号两个基波谱线相距主信号对应谱线的采样点数，M_i≥8；

⑤对已接收到的2ⁿ点接收数据加窗、快速傅立叶变换，在快速傅立叶变换结果中寻找连续三点功率之和值最大以确定信号最大谱线点，再根据次信号的基波功率谱相距为2M_i、主信号在次信号的调制后两个基波功率谱中间、次信号调制后的两个基波功率谱幅度相同的特性确定主信号最大谱线点k，算出各个次信号的最大谱线k+M_i、k-M_i两点；

⑥采用计算复数相角的方法求出主信号对应最大谱线点k的初始相位，采用计算复数相角的方法求出各次信号对应两个基波调制谱线最大点k+M_i、k-M_i两点的初始相位；

⑦通过各次信号对应k+M_i、k-M_i两点的复数实部与实部相加，虚部与虚部相加，求出相加后复数的相角即为本次傅立叶变换的次信号对应初始相位；或通过各次信号对应k+M_i、k-M_i两点的初始相位值相加后除以2求出本次傅立叶变换的本路次信号对应初始相位，计算时去除相位以2π为周期的跳变；

⑧i路次信号对应的初始相位减去主信号对应谱线的初始相位得到i路次信号合路时相对主信号的相位差，低信噪比时采用加权平均法求出i路次信号合路时相对主信号的相位差，加权平均的权值采用主信号对应三个谱线k、k+1、k-1的功率值；i路次信号合路时相对主信号的相位差与i路次信号的通道校正相位相加获得i路次信号相对主信号的初始相位差；

⑨由k、k+1、k-1三点功率之和获得主信号功率P_m；通过i路次信号的k-M_i、k-M_i+1、k-M_i-1三点功率之和为P_ik-，i路次信号的k+M_i、k+M_i+1、k+M_i-1三点功率之和为P_ik+，根据P_ik-、P_ik+计算获得次信号功率P_i、i路次信号与主信号的相对幅度；

完成单通道检测输入信号的相位差与相对幅度。

本发明与背景技术相比具有如下优点：

1.本发明采用由加窗和快速傅立叶变换的数据同步信号进行同步各个计数分频器，通过设置各个计数分频器的分频比R_i产生调制信号以调制输入信号，合路成单通道传输，从而避免双通道或多通道时下变频器造成相对幅度、相位差的变化和波动，可提高检测精度、使设备性能稳定可靠。

2.本发明采用FFT为核心的数字信号处理解调出相位差和信号幅度的方法具有可工作信噪比低、不需要整周期采样、算法简单可靠、可快速确定信号及处理信号的显著特点。

3.本发明制造的设备具有集成化程度高、体积小、结构简单、可靠性高、可适应信号频段跨度大、使用方便等优点。

附图说明

图1是本发明实施例的电原理方框图。图1中，1为信号调制合路单元，2为信号变换单元，3为FFT处理单元，4为计算处理单元，5为计数分频阵列单元，1-1.1至1-1.m为1至m路次信号的m个调制器，1-2为合路器。

图2是本发明实施例在两路输入信号时经过FFT后信号的频率采样点功率局部分布图。

图3是本发明实施例在三路输入信号时经过FFT后信号的频率采样点功率局部分布图。

图2或图3中的k为主信号FFT采样点的功率谱最大点，k-1为主信号功率谱中比功率谱最大点低一个FFT采样点的采样点，k+1为主信号功率谱中比主信号功率谱最大点高一个FFT采样点的采样点，y为主信号频率连续时所在位置，k+M点是次信号调制后高频率基波的FFT采样功率谱最大点，k-M点是次信号调制后低频率基波的FFT采样功率谱最大点，y+M是次信号调制后高频率基波频率连续时所在位置，y-M是次信号调制后低频率基波频率连续时所在位置，k+3M点是次信号调制后高频率三次谐波的FFT采样功率谱最大点，k-3M点是次信号调制后低频率三次谐波的FFT采样功率谱最大点，y+3M是次信号调制后高频率三次谐波频率连续时所在位置，y-3M是次信号调制后低频率三次谐波频率连续时所在位置。k+M₁点是另一路次信号调制后高频率基波的FFT采样功率谱最大点，k-M₁点是另一路次信号调制后低频率基波的FFT采样功率谱最大点，y+M₁是另一路次信号调制后高频率基波频率连续时所在位置，y-M是另一路次信号调制后低频率基波频率连续时所在位置。

具体实施方式

本发明实施步骤：

①由调制器对信号的次信号进行抑制载波调制后与主信号合成单通道。

实施例参照图1、图2、图3，其中信号调制合路单元1在多路输入信号中选择一路信号作为主信号A直接进入合路器2，主信号A为参考信号或功率最大的输入信号，其余m路输入信号B1至Bm作为次信号分别经过抑制载波调制器1-1.1至1-1.m被不同调制信号频率的信号调制后与主信号在合路器1-2合成为一路，在此输入信号频率可以为从几十kHz到几十GHz的任一正弦信号，调制信号为不同频率的低频方波信号或正弦信号。

设主信号产生单元输出信号为u₁(t)：u₁(t)＝Acos(ωt)

第i路次信号产生单元输出信号u_i(t)：u_i(t)＝μ_iAcos(ωt+_i+γ_i)

其中A为主信号振幅，μ_i为第i路归一化次信号振幅，ω为信号角频率，_i为原始相位差，γ_i为在合路器前第i路次信号相对于主信号的通道附加相移。

设第i路调制信号c_i(t)为方波：

式中n为0，1，2，3，4，……等正整数，Ω_i为方波信号的角频率。

②将合成的单通道信号混频及滤波、放大，进行模数转换为数字信号。

实施例参照图1，信号变换单元2将输入合路信号进行变频、滤波、放大和进行模数转换、数字选频、滤波、降采样，其中滤波、模数转换为必需，其它处理根据不同应用选用，本单元输出离散的数字信号与每个离散数字信号对应的数据同步信号。

③数字信号采用乒乓数据接收处理结构连续接收数据，对已接收到的2ⁿ点接收数据加窗、快速傅立叶变换，2ⁿ为快速傅立叶变换的点数。

实施例参照图1，FFT变换处理单元3分为两个都为2ⁿ点的数据区C和D，在数据同步信号同步下进行乒乓数据接收存储，设当前存储新收到的数据到2ⁿ点数据接收区C，同时对2ⁿ点数据处理区D的数据进行加窗、FFT变换操作，区D完成数据处理后，等待当前数据接收区C收满2ⁿ点；一旦接收区C收满2ⁿ点后立即转为数据处理区，对收到的数据进行加窗、FFT变换操作，同时数据处理区D转为数据接收区接收新输入数据，如此区C、区D轮流作为数据接收区、数据处理区循环，不间断接收输入数据，同时处理接收到的一段2ⁿ点数据，输出经过加窗、FFT变换的数据到计算处理单元4。

以下步骤由计算处理单元4对经过加窗、FFT变换的2ⁿ点数据进行搜索、判断找到主信号、次信号谱线，对主信号、次信号谱线进行计算处理，得到输入信号的相位差、归一化幅度值。

④调制器的调制信号由加窗和快速傅立叶变换的数据同步信号进行同步各个计数分频器，通过设置各个计数分频器的分频比R_i产生调制信号，设置初始计数值使调制信号初始相位为0°或其绝对值小于45°；第i路次信号为m路次信号中的任意一路，i路计数分频器的分频比R_i的设置关系为R_i×M_i＝2ⁿ，式中R_i、M_i、n为正整数，M_i为在快速傅立叶变换结果中次信号两个基波谱线相距主信号对应谱线的采样点数，M_i≥8。

实施例参照图1，计数分频阵列单元5在进行FFT变换的数据同步信号下进行分频计数，通过预置起始计数值使各路调制信号起始相位为零度或其绝对值小于45°，产生各路不同频率的低频调制信号。

设进行FFT的信号采样角频率为F，第i次信号的调整方波角频率Ω_i满足下两式：

$>>>R>i>>=>>F>>\Omega >i>>>,>>R>i>>\times >>M>i>>=>>2>n>>->->->>(>2>)>>>>$

其中R_i、M_i为正整数，并且满足M_i≥8。在输入信号频率较低的应用中调制信号c_i(t)也可为正弦波c_i(t)＝cos(Ω_it+v_i)，v_i为初始相位，此时也需满足上式(2)，以下都按照采用方波调制信号。

采用调制信号c_i(t)与i路输入信号相乘，容易得出调制后次信号不含载波频率分量，因此由合路器1-2可以与主信号A合为一路，合成后的信号为：

在信号变换单元2变频放大、A/D转换、数字预处理后主、次信号的幅度增益设为b，频率变为低中频设为λ，采样频率为F，信号形式为：

对每次采样得到的2ⁿ点数据进行加汉宁窗、然后进行2ⁿ点快速付立叶变换(FFT)，并保持c_i(t)满足(1)式和(2)式，根据FFT的性质，可以得到只有一路次信号的简略功率谱图(未绘出次信号五次以上高次分量)如图2示，只有两路次信号的简略功率谱图(仅绘出次信号基波分量)如图3示，图中实线点代表FFT后功率谱的采样点，虚线代表实际信号位置和相对功率，不难得出： $>>y>=>>\lambda >F>>\times >>2>n>>,>>>对y四舍五入后为k，加窗后频谱泄漏取上下各一项得到图2或图3中的k-1、k+1。$

⑤对已接收到的2ⁿ点接收数据加窗、快速傅立叶变换，在快速傅立叶变换结果中寻找连续三点功率之和值最大以确定信号最大谱线点，再根据次信号的基波功率谱相距为2M_i、主信号在次信号的调制后两个基波功率谱中间、次信号调制后的两个基波功率谱幅度相同的特性确定主信号最大谱线点k，算出各个次信号的最大谱线k+M_i、k-M_i两点。

实施例参照图2和图3，采用在信号频率可能存在的范围内寻找连续三点功率和最大谱线点，再根据次信号两个基波谱线与主信号谱线相距为-M_i、+M_i的特性、次信号的调制后两个基波功率谱幅度相同的特性可找到主信号最大谱线k，算出第i路次信号最大谱线k+M_i、k-M_i两点。

⑥采用计算复数相角的方法求出主信号对应最大谱线点k的初始相位，采用计算复数相角的方法求出各次信号对应两个基波调制谱线最大点k+M_i、k-M_i两点的初始相位。

实施例分别求出k、k+M_i、k-M_i各条谱线的相位ψ、ψ_i+、ψ_i-。得到表达式：

ψ＝mod[λt₁+ρ]                                          (4.1)

ψ_i+＝mod[λt₁+ρ+_i+γ_i+v_i]                        (4.2)

ψ_i-＝mod[λt₁+ρ+_i+γ_i-v_i]                        (4.3)

在式(4)的三个表达式中，t₁表示本次FFT的初始采样时刻，ρ为谱线y与k的相差，mod为以2π取模。在采用(1)式表示方波调制时具有初始相位0°，合理设置计数分频阵列单元5的初始计数值可使方波调制时具有初始相位0°，在此统一设为v_i。

在下一次FFT分析时，时间过去T＝2π/F秒，因此求得k、k-M_i、k+M_i三点相位分别为：

ψ′＝mod[λ(t₁+T)+ρ]                                    (5.1)

ψ_i+′＝mod[λ(t₁+T)+ρ+_i+γ_i+Ω_iT+v_i]

ψ_i-′＝mod[λ(t₁+T)+ρ+_i+γ_i-Ω_iT-v_i]

由于Ω_iT＝R_i×2π所以

ψ_i+′＝mod[λ(t₁+T)+ρ+_i+γ_i+v_i]                  (5.2)

ψ_i-′＝mod[λ(t₁+T)+ρ+_i+γ_i-v_i]                  (5.3)

⑦通过各次信号对应k+M_i、k-M_i两点的复数实部与实部相加，虚部与虚部相加，求出相加后复数的相角即为本次傅立叶变换的次信号对应初始相位；或通过各次信号对应k+M_i、k-M_i两点的初始相位值相加后除以2求出本次傅立叶变换的本路次信号对应初始相位，计算时去除相位以2π为周期的跳变。

实施例在设置调制信号初始相位值为0度或较小时，每次FFT后直接采用k-M_i、k+M_i两点复数相加，然后求相加后复数的相位即可得i路次信号相位ψ_i。

第i路次信号的初始相位ψ_i为：

在下一次FFT分析时，时间过去T＝2π/F秒，第i路次信号初始相位ψ_i′为：

⑧i路次信号对应的初始相位减去主信号对应谱线的初始相位得到i路次信号合路时相对主信号的相位差，低信噪比时采用加权平均法求出i路次信号合路时相对主信号的相位差，加权平均的权值采用主信号对应三个谱线k、k+1、k-1的功率值；i路次信号合路时相对主信号的相位差与i路次信号通道校正相位相加获得i路次信号相对主信号的初始相位差。

实施例合路时第i路次信号与主信号合路时相位差β_i为：

β_i＝ψ_i-ψ＝_i+γ_i                              (7.1)

在下一次FFT分析时，时间过去T＝2π/F秒，合路时第i路次信号相对主信号相位差β_i′为：

β_i′＝ψ_i′-ψ′＝_i+γ_i                        (7.2)

显然β_i′＝β_i，合路时相位差β_i′减去固定相差γ_i得到所求相差_i，如此每次隔时间T计算下去，都可以得到正确相位差。

在高信噪比时一组k、k-M_i、k+M_i三点即可求出准确相位差。在信噪比较差时，可进一步求出k+1、k+M_i+1、k-M_i+1三点相位，和k-1、k+M_i-1、k-M_i-1三点相位，利用同样方法分别得到相位差β_i-1、β_i+1，再得到三个点k、k+1、k-1的功率p_k、p₊₁、p_-1，k、k+1、k-1三个点相位差分别以k、k+1、k-1点功率作按照下式(8)作加权平均可以提高相位差的估计精度。

$>>ver>>\beta >‾>>i>>=>>>>\beta >i>>>p>k>>+>>\beta >>i>->1>>>>p>>->1>>>+>>\beta >>i>+>1>>>>p>>+>1>>>>>>p>k>>+>>p>>->1>>>+>>p>>+>1>>>>>->->->>(>8>)>>>>$

第i路次信号与任意第x路次信号的相位差可通过简单运算获得，第x路次信号为不同于第i路次信号的任意另一路次信号。

⑨由k、k+1、k-1三点功率之和获得主信号功率P_m；通过i路次信号的k-M_i、k-M_i+1、k-M_i-1三点功率之和为P_ik-，i路次信号的k+M_i、k+M_i+1、k+M_i-1三点功率之和为P_ik+，根据P_ik-、P_ik+计算获得次信号功率P_i、i路次信号与主信号的相对幅度。

实施例由k、k+1、k-1三点功率之和P_k可得主信号功率P_m：

P_m＝cP_k                                           (9)

c为固定值，是加窗与FFT后的功率恢复系数。

由第i路次信号的k-M_i、k-M_i+1、k-M_i-1三点功率之和为P_ik-，k+M_i、k+M_i+1、k+M_i-1三点功率之和为P_ik+，则次信号功率为：

$>>>P>i>>=>>>c\pi >2>>8>>>(>>P>>ik>+>>>+>>P>>ik>->>>)>>->->->>(>10>)>>>>$

次信号和主信号的振幅比μ_i为：

$>>>\mu >i>>=>>>>P>i>>>P>m>>>>=>>\pi >2>>>>>>P>>ik>->>>+>>P>>ik>+>>>>>>2>P>>k>>>>->->->>(>11>)>>>>$

在高信噪比时，次信号和主信号的振幅比计算可以如下：

$>>>\mu >i>>=>>\pi >2>>>>>p>>k>->>M>i>>>>>p>k>>>>=>>\pi >2>>>>>p>>k>+>>M>i>>>>>p>k>>>>->->->>(>12>)>>>>$

p_k-Mi、p_k+Mi分别为k-M_i、k+M_i点功率。

同理第x路次信号和第i路次信号的振幅比μ_ix为：

$>>>\mu >ix>>=>>>>P>x>>>P>i>>>>=>>>>>P>>xk>->>>+>>P>>xk>+>>>>>>P>>ik>->>>+>>P>>ik>+>>>>>>=>>>>p>>k>->>M>x>>>>>p>>k>->>M>i>>>>>>=>>>>p>>k>+>>M>x>>>>>p>>k>+>>M>i>>>>>>->->->>(>13>)>>>>$

以上(13)式中，P_x为第x路次信号的功率，P_xk-为x路次信号的k-M_x、k-M_x+1、k-M_x-1三点功率之和，P_xk+为x路次信号的k+M_x、k+M_x+1、k+M_x-1三点功率之和，p_k-Mx、p_k+Mx分别为k-M_x、k+M_x点功率。

完成单通道检测输入信号的相位差与相对幅度。