无损缓冲的零电压软开关全桥PWMDC－DC变换器

摘要

无损缓冲的零电压软开关全桥PWM DC－DC变换器，它涉及零电压软开关(ZVS)全桥PWM DC－DC变换技术领域，它解决了现有的全桥ZVS PWMDC－DC变换器副边整流二极管存在反向电压过冲的问题。本发明的第一绝缘栅型场效应管(Q1)的源极端与第三绝缘栅型场效应管(Q3)的漏极端相连且此相连端(A)与第三电感(LIk)的另一端之间串联有第九电容(Cg)，本发明还在高频变压器T的副边增加了一个无损缓冲电路，来减小整流二极管的反向电压过冲。本发明采用零电压技术后变换器效率可达到90％以上，且在没有复杂化的基础上，同时解决了滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等问题。

说明书

技术领域

本发明涉及零电压软开关(ZVS)全桥PWM DC-DC变换技术领域。

背景技术

全桥变换器拓扑是国内外DC-DC变换器电路中最常用的电路拓扑之一，在中大功率应用场合更是首选拓扑，得到了广泛的研究。这主要是考虑到它具有功率开关器件电压电流额定值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。为减小变换器体积，应提高开关频率，但同时带来较高的开关损耗，可以采用零电压技术解决。传统硬开关变换器的效率在70％～75％，采用零电压技术后变换器效率可达到90％以上。它在不改变拓扑结构的基础上，通过控制方法实现了全桥变换器开关器件的零电压开关，但它也存在滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等不足之处。若能在零电压开关的前提下，解决自身的一些弱点而又不使电路结构过于复杂，将使全桥移相变换器在生产中获得更广泛的应用。如图1所示是全桥ZVS PWMDC-DC变换器的一种改进的拓扑结构，此电路拓扑加宽了变换器滞后桥臂零电压范围，但是副边整流二极管反向电压过冲问题没有解决。

发明内容

为了解决现有的全桥ZVS PWM DC-DC变换器副边整流二极管存在反向电压过冲的问题，本发明提供了一种无损缓冲的零电压软开关全桥PWMDC-DC变换器，所述变换器包括第一绝缘栅型场效应管Q₁、第二绝缘栅型场效应管Q₂、第三绝缘栅型场效应管Q₃、第四绝缘栅型场效应管Q₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第二二极管D₂、第二电容C₂、第三二极管D₃、第三电容C₃、第四二极管D₄、第四电容C₄、第五二极管D₅、第五电容C₅、第六二极管D₆、第六电容C₆、高频变压器T、第七二极管D₇、第八二极管D₈、第一电感L_a、第二电感L_f、第三电感L_Ik、滤波电容C_f和负载电阻R；第一绝缘栅型场效应管Q₁、第二绝缘栅型场效应管Q₂、第三绝缘栅型场效应管Q₃和第四绝缘栅型场效应管Q₄构成全桥DC-DC变换电路，第一二极管D₁的两端分别并接在第一绝缘栅型场效应管Q₁的漏极端和源极端之间，第一电容C₁并联在第一二极管D₁的两端，第二二极管D₂的两端分别并接第二绝缘栅型场效应管Q₂的漏极端和源极端之间，第二电容C₂并联在第二二极管D₂的两端，第三二极管D₃的两端分别并接第三绝缘栅型场效应管Q₃的漏极端和源极端之间，第三电容C₃并联在第三二极管D₃的两端，第四二极管D₄的两端分别并接第四绝缘栅型场效应管Q₄的漏极端和源极端之间，第四电容C₄并联在第四二极管D₄的两端；第二绝缘栅型场效应管Q₂的源极端与第四绝缘栅型场效应管Q₄的漏极端相连且此相连端B通过第一电感L_a连接第五二极管D₅的正极端和第六二级管D₆的负极端，第五二极管D₅的负极端连接第二绝缘栅型场效应管Q₂的漏极端，第六二级管D₆的正极端连接第四绝缘栅型场效应管Q₄的源极端，第五电容C₅并联在第五二极管D₅的两端，第六电容C₆并联在第六二级管D₆的两端；第二绝缘栅型场效应管Q₂的源极端连接高频变压器T原边绕组的同名端，第三电感L_Ik的一端连接高频变压器T原边绕组的非同名端，高频变压器T的副边绕组的同名端连接第七二极管D₇的正极端，第七二极管D₇的负极端连接第二电感L_f的一端和第八二极管D₈的负极端，第八二极管D₈的正极端连接高频变压器T的副边绕组的非同名端，第二电感L_f的另一端与高频变压器T的副边绕组的中间抽头之间并接滤波电容C_f，滤波电容C_f的两端并接有负载电阻R；所述变换器还包括第七电容C₇、第八电容C₈、第九电容C_g、第九二极管D₉、第十二极管D₁₀、第十一二极管D₁₁、第十二二极管D₁₂和第四电感L_g，第一绝缘栅型场效应管Q₁的源极端与第三绝缘栅型场效应管Q₃的漏极端相连且此相连端A与第三电感L_Ik的另一端之间串联有第九电容C_g，第七二极管D₇的正极端连接第七电容C₇的一端，第七电容C₇的另一端连接第九二极管D₉的负极端和第十一二极管D₁₁的正极端，第九二极管D₉的正极端连接第七二极管D₇的负极端、第八二极管D₈的负极端和第十二极管D₁₀的正极端，第十二极管D₁₀的负极端连接第十二二极管D₁₂的正极端和第八电容C₈的一端，第八电容C₈的另一端连接第八二极管D₈的正极端，第十一二极管D₁₁的负极端连接第四电感L_g的一端和第十二二极管D₁₂的负极端，第四电感L_g的另一端连接第七二极管D₇的负极端。

如图2所示，本发明的第一绝缘栅型场效应管Q₁、第二绝缘栅型场效应管Q₂、第三绝缘栅型场效应管Q₃、第四绝缘栅型场效应管Q₄可以采用N沟道增强型MOSFET管；其中所有二极管都使用的是快恢复二极管。在这个电路中，滞后桥臂上并联一个由二极管(即第五二极管D₅、第六二极管D₆)、电容(即第五电容C₅、第六电容C₆)和电感(即第一电感L_a)组成的辅助电路，使滞后桥臂容易实现零电压开关。由于开关频率很高，高频变压器T会产生偏磁现象，所以本发明在原边串联一个隔直电容(即第九电容C_g)，这样就能避免偏磁的产生，提高功率变换的性能。本发明还在高频变压器T的副边增加了一个无损缓冲电路，来减小整流二极管的反向电压过冲，所述无损缓冲电路由第七电容C₇、第八电容C₈、第九二极管D₉、第十二极管D₁₀、第十一二极管D₁₁、第十二二极管D₁₂和第四电感L_g构成。

下面分析本发明的工作原理，如图2所示，现在本发明的变换器的初始端增加直流电源电压V_in。本发明的变换器在半个周期内分为十个模态。

在t₀时刻，D₃和Q₄导通，V_AB(如图2所示，V_AB表示A、B点之间的电压)电压为零，高频变压器T原边电流处于续流状态，电感L_a电流i_a也处于续流状态，它流过Q₄和D₆。

(1)开关模态1[t₀，t₁]。在t₀时刻，Q₄关断，i_a、i_p同时给C₄充电，给C₂放电，由于C₂和C₄的存在，Q₄是零电压关断。此时V_AB＝-V_C4(即C₄两端的电压)，V_AB的极性由零变为负，高频变压器T副边绕组电势下正上负，整流用第八二极管D₈导通。整流用第七二极管D₇和D₈同时导通，将高频变压器T副边绕组短接，这样高频变压器T副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零。在t₁时刻，当C₄的电压上升到V_in时，D₂自然导通，结束这一开关模态。

(2)开关模态2[t₁，t₂]。在t₁时刻，D₂自然导通，将Q₂的电压钳制在零位，此时就可以开通Q₂，Q₂是零电压开通。由于电源电压V_in加在高频变压器T漏感两端，原边电流i_p下降。到t₂时刻，原边电流i_p下降到零，二极管D₂和D₃自然关断，Q₂和Q₃将流过电流。

(3)开关模态3[t₂，t₃]。在t₂时刻，原边电流i_p由正值过零，并向负方向增加，此时Q₂和Q₃为原边电流i_p提供通道，V_AB＝-V_in，主功率回路给负载供电，辅助电感电流i_a继续线性下降，直到下降到零，结束开关模态3。

(4)开关模态4[t₃，t₄]。从t₃开始，L_a和辅助电容C₅和C₆谐振工作，i_a反向增加，给C₅放电，C₆充电。在t₄时刻，D₇关断，D₈流过全部负载电流，C₆的电压上升到输入电源电压V_in，C₅的电压下降到零，此时，D₅导通，开关模态4结束。

(5)开关模态5[t₄，t₅]。在t₄时刻，D₈流过全部负载电流，此时，C₇与高频变压器T副边漏感发生谐振。在t₅时刻，C₇的电压上升到4V_in/n(n为自然数，它表示高频变压器T的变比)，L_g是两个二极管的压降。D₇的电压与C₇的电压基本相等，从而D₇的反向电压被限制在了0～4V_in/n之间。

(6)开关模态6[t₅，t₆]。在t₅时刻，C₇的电压上升到4V_in/n。此时，C₇通过D₁₁和L_g给负载放电，L_g的电压反向变为-2V_in/n，然后线性下降。在t₆时刻，C₇之间的电压下降到2V_in/n，而L_g的电压为两个二极管的压降。

(7)开关模态7[t₆，t₇]。在这个模态下，C₇之间的电压恒为2V_in/n。而电感L_g的电压也恒为两个二极管的压降，V_in向负载提供能量。在t₇时刻，Q₃关断。

(8)开关模态8[t₇，t₈]。在t₇时刻，Q₃关断，电流i_p将给C₃充电，C₁放电。在此阶段，变压器原边电压线性下降。在t₈时刻，C₃上的电压升为V_in，变压器原边电压降为零。因为有C₁和C₃的作用，Q₃是零电压关断。

(9)开关模态9[t₈，t₉]。在这期间，原边电流流过Q₂和D₁，电流线性下降。此时，开通Q₁，那么Q₁是零电压开通。C₇通过D₁₁和L_g给负载放电，在t₉时刻，C₇的电压下降为零。

(10)开关模态10[t₉，t₁₀]。在这期间，电感L_g的电压恒为两个二极管的压降。在t₁₀时刻Q₂关断。

下半周期的工作情况和前半周的工作情况完全一致。

发明效果：本发明采用零电压技术后变换器效率可达到90％以上。本发明在保证电路结构没有复杂化的基础上，同时解决了滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等现有技术中存在的问题。

附图说明

图1是现有技术中一种改进的全桥ZVS PWM DC-DC变换器拓扑结构示意图。图2是本发明的拓扑结构示意图，图中i_p为高频变压器T的原边电流，i_a为流过第一电感L_a的电流。图3是具体实施方式中变换器工作在额定负载时的滞后桥臂开关管(即第二绝缘栅型场效应管Q₂)的驱动和漏源极电压波形。图4是具体实施方式中整流用第七二极管D₇的电压波形。

具体实施方式

参见图2说明本具体实施方式。

本具体实施方式的变换器由第一绝缘栅型场效应管Q₁、第二绝缘栅型场效应管Q₂、第三绝缘栅型场效应管Q₃、第四绝缘栅型场效应管Q₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第二二极管D₂、第二电容C₂、第三二极管D₃、第三电容C₃、第四二极管D₄、第四电容C₄、第五二极管D₅、第五电容C₅、第六二极管D₆、第六电容C₆、高频变压器T、第七二极管D₇、第八二极管D₈、第一电感L_a、第二电感L_f、第三电感L_Ik、滤波电容C_f、负载电阻R、第七电容C₇、第八电容C₈、第九电容C_g、第九二极管D₉、第十二极管D₁₀、第十一二极管D₁₁、第十二二极管D₁₂和第四电感L_g组成；第一绝缘栅型场效应管Q₁、第二绝缘栅型场效应管Q₂、第三绝缘栅型场效应管Q₃和第四绝缘栅型场效应管Q₄构成全桥DC-DC变换电路，第一二极管D₁的两端分别并接在第一绝缘栅型场效应管Q₁的漏极端和源极端之间，第一电容C₁并联在第一二极管D₁的两端，第二二极管D₂的两端分别并接第二绝缘栅型场效应管Q₂的漏极端和源极端之间，第二电容C₂并联在第二二极管D₂的两端，第三二极管D₃的两端分别并接第三绝缘栅型场效应管Q₃的漏极端和源极端之间，第三电容C₃并联在第三二极管D₃的两端，第四二极管D₄的两端分别并接第四绝缘栅型场效应管Q₄的漏极端和源极端之间，第四电容C₄并联在第四二极管D₄的两端；第二绝缘栅型场效应管Q₂的源极端与第四绝缘栅型场效应管Q₄的漏极端相连且此相连端B通过第一电感L_a连接第五二极管D₅的正极端和第六二级管D₆的负极端，第五二极管D₅的负极端连接第二绝缘栅型场效应管Q₂的漏极端，第六二级管D₆的正极端连接第四绝缘栅型场效应管Q₄的源极端，第五电容C₅并联在第五二极管D₅的两端，第六电容C₆并联在第六二级管D₆的两端；第二绝缘栅型场效应管Q₂的源极端连接高频变压器T原边绕组的同名端，第三电感L_Ik的一端连接高频变压器T原边绕组的非同名端，高频变压器T的副边绕组的同名端连接第七二极管D₇的正极端，第七二极管D₇的负极端连接第二电感L_f的一端和第八二极管D₈的负极端，第八二极管D₈的正极端连接高频变压器T的副边绕组的非同名端，第二电感L_f的另一端与高频变压器T的副边绕组的中间抽头之间并接滤波电容C_f，滤波电容C_f的两端并接有负载电阻R；第一绝缘栅型场效应管Q₁的源极端与第三绝缘栅型场效应管Q₃的漏极端相连且此相连端A与第三电感L_Ik的另一端之间串联有第九电容C_g，第七二极管D₇的正极端连接第七电容C₇的一端，第七电容C₇的另一端连接第九二极管D₉的负极端和第十一二极管D₁₁的正极端，第九二极管D₉的正极端连接第七二极管D₇的负极端、第八二极管D₈的负极端和第十二极管D₁₀的正极端，第十二极管D₁₀的负极端连接第十二二极管D₁₂的正极端和第八电容C₈的一端，第八电容C₈的另一端连接第八二极管D₈的正极端，第十一二极管D₁₁的负极端连接第四电感L_g的一端和第十二二极管D₁₂的负极端，第四电感L_g的另一端连接第七二极管D₇的负极端；在第一绝缘栅型场效应管Q₁的漏极端和第三绝缘栅型场效应管Q₃的源极端之间连接直流电源V_in，那么在负载电阻R上可获得所需直流电压V_out。

高频变压器T是开关电源的核心部件，是实现能量(功率)转换传输的主要器件，同时，该器件又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源。因此，要实现开关电源的小型轻量化，平面智能化和高可靠性的目标，关键在于高频变压器T的设计。磁性材料的选取在高频变压器的设计中占有重要的地位。本发明选取的磁性材料是锰锌铁氧体，因为它磁导率高，可减轻磁芯体积，磁感应强度中等，电阻率高，损失小，价格低宜高频使用。高频变压器T设计采用AP法计算变压器的参数。本发明中采用的驱动芯片为美国IR公司生产的IR2110。IR2110是一种双通道高压、高速功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。该驱动器能将输入逻辑信号转换成同相低阻抗输出驱动信号，频率可达500kHz，可用于驱动工作电压达500V的N沟道功率场效应管或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

为了验证本发明结构的正确性，本发明利用100kHz、24V/2A的样机对其进行了测试。如图3所示，为变换器工作在额定负载时的滞后桥臂开关管(即第二绝缘栅型场效应管Q₂)的驱动和漏源极电压波形，波形1为Q₂驱动波形，波形2为Q₂的漏源极电压波形。从图中可以看出，由于原边辅助网络的作用，使Q₂很好地工作在零电压状态下。如图4所示，为整流用第七二极管D₇的电压波形。从图中可以看出，通过在高频变压器T副边加入无损缓冲电路，整流二极管的反向电压被限制在4V_in/n以内。结果，整流二极管反向电压的最大值由输入电压V_in和变比n决定，符合理论分析。本具体实施方式的电压调整率小于1％，负载调整率小于1％，纹波系数小于0.5％，变换器的效率大于90％。