强的符号间干扰下的最佳相位定时恢复

摘要

一种数据通信器件，其具有接收器用来接收并处理具有强符号间干扰分量的进入信号，以产生具有较小符号间干扰的信号。其处理器包括一个定时恢复处理器，用于从进入信号的取样流恢复时钟信号。所恢复的时钟信号还适合于强符号间干扰下的进入信号的信号检测。

说明书

技术领域

本发明涉及存在强的符号间干扰(ISI)的情况下需要最佳相位处的定时恢复的限带通信系统。

背景技术

定时恢复(timing recovery)是数字通信中的基本操作之一，目的是要恢复原先传输的数据。一般而言，数字通信的传送可以经由基带(baseband)或通带(passband)来进行。在通带通信中，已编码的基带信号被进一步调制到高载波频率来发送。基带系统的例子，包括由IEEE802.3ab定义的快速以太网(100Mb/s)和铜线千兆位以太网(1Gb/s)。通带通信的例子，则包括由IEEE 802.11a、11b和11g所定义的光纤千兆位以太网和无线LAN(局域网)。

与通带通信中将已调制信号从通带移动到基带的载波频率恢复相反，定时恢复则是重建基带时钟，以对基带信号进行取样和解码。所以，在通带和基带的数字通信中都需要进行定时恢复。可以说，为了正确解码，要求接收器中的定时恢复来恢复远程发射器的时钟并以某个取样相位进行操作以最优化接收器性能。已经设计了各种技术用于远程发射器的定时恢复。例如，美国专利6,285,726；6,363,129；6,577,689；以及美国专利申请2003/0142687A1中描述了定时恢复系统的应用。将这些专利文件的定时恢复系统的描述及其在数据通信系统中的应用全部结合于此以供参考。可以理解，本发明可在具有一个或多个具有接收器和发射器的收发器的数据通信系统中实现。本发明的应用的实例包括IEEE 802.3快速以太网、铜线千兆位以太网，和ITU-TG.991高速数字用户线路(HDSL)收发器系统。

多数时钟恢复设计采用了一种锁相环(Phase Lock Loop，PLL)。图1A说明了一种包含锁相环10的基本定时恢复方法。如图1A中所示，一个典型的锁相环10由相位检测器(Phase Detector，PD)12、环路滤波器(Loop Filter，LF)14和压控或流控振荡器(VCO或CCO)16所组成。相位检测器12的作用是检测接收到的信号18和来自定时恢复方法的恢复的时钟信号20之间的相位差。当所接收到的信号18有足够的变化，并且符号间干扰(ISI)可以忽略时，可以采用相位检测器12直接将接收到的信号18的变化与压控或流控振荡器输出20进行比较。这种方案在过去的定时恢复系统中被广泛使用。环路滤波器14的作用是降低来自相位检测器12的信号22的抖动，以产生一个其稳定状态值能够在等于所接收到的基带信号的频率处操作压控或流控振荡器16的信号24。

如图1A所示，一旦锁相环10正确地恢复了时钟，该时钟可被反馈到模数转换器(ADC)26，以对所接收的模拟域中的信号28进行取样，并将其幅度转换成数字表示29用于随后的数字信号处理(DSP)以解码原始传输的数据。一般来说，所恢复的时钟对接收到的信号进行取样的取样相位影响数字信号处理DSP中的信噪比(SNR)，而该信噪比又影响接收器性能。如图2所示，脉冲响应的最佳取样相位是在“信号”点处。所以，对于定时恢复系统来说重新产生一个相位最佳的时钟来取样所接收的模拟信号非常重要。

虽然许多定时恢复设计都具有如图1A所示的相同的一般锁相环结构，但是相位检测器PD、环路滤波器LF以及压控振荡器VCO或流控振荡器ICO的实际实施对于不同应用来说可以非常不同。如图1B所示，相位检测的一种方法是通常称为边界检测的方法。在这种检测方法中，通过测量从接收到的数据34脉冲的上升沿32到所恢复的时钟38脉冲的上升沿36之间的时间来简单地确定相位差35。然而，如图2所示，当接收到的信号41由于带限信道而受到强的符号间干扰(ISI)时，上述简单的边界检测相位检测器PD将会失效，因为接收到的信号对应于前符号间干扰ISI42和后符号间干扰ISI44而具有向上和向下的斜率，并且从而没有如方波脉冲那样清楚的阶梯状变化，并且从而没有清楚的上升沿。处理此类问题的一种方法是将所接收的信号与所检测的输出相关联。根据统计学，两个信号之间的相关输出是数据转换和所恢复的时钟之间的相位差的单调函数。因此可以在相位检测器PD中使用相关量来产生相位误差项。现有技术中已知的这种方法通常称为Mueller-Muller(M&M)方法，如图3所示。图3中，接收到的信号45(其值为r_k)和检测到的信号(例如限幅器输出)43(其值为a_k)用于如下给出的相位检测M&M方法的计算：

               z_k＝r_k-1a_k-a_k-1r_k

图3中的四个DFF(数字触发器)46用于产生所接收到的信号45和所检测到的信号43的延时型式。计算输出(z_k)被发送到环路滤波器(LF)49以驱动VCO(或ICO)48，其可以是压控或流控振荡器。对于本领域技术人员来说，可以根据解码输出a_k和图2中所示的脉冲响应的统计来对以上方程进行适当的修改，从而计算输出(z_k)能够产生类似的相位误差项。

然而，Mueller-Muller M&M方法的一个严格限制在于其需要正确检测原始传输符号(a_k)，而其又需要合适的均衡器来降低符号间干扰ISI以修正检测。如图4所示，为了除去或降低符号间干扰ISI以得到正确的信号检测，典型的接收器50包括前馈均衡器(FFE)52和判定反馈均衡器(DFE)54。含有ISI的接收到的(或者进入的)信号51由接收器50进行处理。在这里，所谓“强符号间干扰ISI”是指需要均衡器来进行信号检测的符号间干扰ISI。经过均衡的结果被提供给限幅器(slicer)56，而该限幅器56检测来自输入信号级的原始传输的幅度。由于信道脉冲是未知的，所以两个均衡器52、54需要被训练以更加有效地除去或降低ISI。训练均衡器的标准方法称为随机最小二乘法(LMS)。简言之，该方法计算限幅器56输入和输出之间的差值，称为限幅器误差，并使用该误差输出来匹配均衡器系数。解码的限幅器输出58被提供给Mueller-Muller(M&M)相位检测器PD57，PD57的输出又被提供给环路滤波器61，并且传送到压控振荡器VCO(或流控振荡器ICO)62。然而，上述随机最小二乘LMS训练法并不总是有效。随机最小二乘LMS法能够成功训练均衡器的一个条件是要在好的相位对所接收的信号进行取样，而该好的相位需要在某个范围之内。

当符号间干扰ISI很强时并且在均衡器被正确训练之前，解码输出可能有许多错误。结果是，提供给Mueller-Muller M&M相位检测器PD57的解码输出58将不能产生用于时钟恢复的正确的相位差值。由于均衡器的成功训练在于正确的时钟恢复，所以正确的定时恢复和均衡器训练就成了一个富有挑战性的“鸡生蛋，蛋生鸡”的问题，即，一方面需要好的时钟恢复来训练均衡器，而另一方面又需要训练的均衡器来恢复时钟。

Mueller-Muller(M&M)法的另一个局限，就是它没有提供与用于最大化信号检测性能的最佳相位取样有关的信息。尽管如图4所示，M&M相位检测器PD57的输出是相位误差的单调函数，但是，其零值点不一定与数字信号处理DSP中产生最大信噪比SNR的最佳相位相对应。事实上，零值点的位置取决于信道脉冲响应。

为了解决强符号间干扰ISI下的定时恢复问题，已经建议了若干不同的方案。一种方案是在模数转换器ADC60输出和前馈均衡器FFE52输入之间引入前信号(pre-cursor)滤波器，以使接收波形成形用于基于Mueller-Muller M&M的定时恢复。在另一种方法中，则用一个以8/7倍于符号时钟的独立时钟来将定时恢复问题给模数转换器ADC输出取样的内插问题。在上述两方案中，来自限幅器56的解码输出仍用于控制定时。所以，这些方法仍然不能解决均衡器训练和定时恢复的互为依赖的问题。

在另一种定时恢复方法中，采用了独立的模数转换器ADC70(注：不是图1中所示的用于信号检测的模数转换器)，该模数转换器ADC70以符号率(或者波特率)两倍的速率来运作。符号率是指每秒传输的符号数，其中每个符号是携带有一定量信息位(bits)的调制脉冲。举例来说，在10Mb/s以太网的情况下，符号率是每秒10M(兆)符号，并且每个符号携带一个比特。数据率是10Mb/s。对于千兆位以太网来说，符号率是125MHz，并且每个符号是四个信号的向量。也就是说，CAT-5以太网电缆内传输四条平行线。每个四向量符号一起携带8个信息位。所以总的数据率是每秒1千兆信息位。在通信术语中，符号率和波特率常交互使用。也就是说，它们含义一致。另一方面，符号率和数据率不同。两者的关系可用下式表示：数据率＝(波特率)×(每符号所携带的信息位)。如图5所示，这种定时恢复方法对所接收的模拟信号72取样以产生两个取样相位相差半个符号间隔的取样流。在这种方法中，所接收的模拟信号72由2XADC70转换成数字信号，并由分路器74处理成偶数流76和奇数流78。2XADC利用二倍于符号率的取样时钟来对接收到的信号流进行取样，并将模拟信号转换成数字信号，而1XADC利用与符号率相同的取样时钟来对符号率处的接收到的信号流进行取样，以将信号从模拟格式转换成数字格式。结果是，2XADC每符号间隔从接收到的模拟信号产生两个取样，而1XADC每符号间隔只产生一个取样。2XADC的偶数取样流是从2XADC输出中每两个取样取一个所组成的，而2XADC的奇数取样流则是由与偶数取样流相交替的取样流所组成。所以，偶数取样流和奇数取样流具有半个符号间隔的取样时间差，并且偶数取样流和奇数取样流每个符号间隔具有一个取样。如图5A所示，利用这两个取样流，计算处理器80、82计算这些取样流中每一个的自相关量R[0]和R[1]，以产生用于驱动环路滤波器(LF)86的相位差输出84。来自环路滤波器86的输出再进到压控或流控振荡器VCO88，其输出又反馈到2XADC70。这种方法不需要来自均衡器输出或限幅器输出的输入。所以不需要正确检测的输出而能够稳定地恢复时钟。一旦时钟恢复后，使R[0]-R[1]最大的时钟的延时型式可以用于对接收到的信号进行取样以用于DSP。

图5B说明了采用图5A的定时恢复方法的接收器90。使用一个单独的1XADC模数转换器来对接收到的信号进行取样以用于均衡器训练和信号检测。根据图5A的定时恢复方法，进入的模拟信号72到定时恢复系统92。根据进入的信号恢复时钟信号94，并将其通过延时抽头逻辑(包括延时选择逻辑96和延时抽头98)进行延时以驱动取样1XADC模数转换器100以转换进入的模拟信号72。来自1XADC100的数字输出经均衡器102发送到检测器104以产生恢复的数据106。为了训练均衡器，通过处理器108对来自1XADC100的输出进行处理以找到自相关量R[0]-R[1]中的差，以经由延时逻辑确定用于取样时钟99的额外延时。

但是图5A和图5B的方法仍有其限制。首先，需要一个单独的ADC，即，需要两个ADC(模数转换器)——一个2XADC用于恢复时钟，另一个1XADC用于训练均衡器。这是由于时钟恢复的取样相位并不落在要被训练的均衡器的范围内。所以，实际的信号检测需要一个单独的1XADC，并且其取样时钟与所恢复的时钟有一定的延时。第二个限制在于时钟恢复中使用的2XADC以二倍的符号率进行操作(即，需要一个2XADC)。这就需要更高的速度实现。

因此，我们需要要求更少的模数转换器的时钟恢复技术和系统。

发明内容

为了克服现有的数据传输系统的局限，本发明提供一种新技术来在有强符号间干扰ISI下直接从所接收的信号中恢复时钟。此外，该技术不需要有两个单独的ADC来处理单个进入的信号流，即，不需要用一个ADC来进行定时恢复，用另一个ADC来信号检测。之所以可以不需要单独的ADC是因为来自定时恢复的取样相位自动地对于随后的数字信号处理DSP中所接收到的取样来说基本是最佳的。

一方面，本发明提供一种数据通信器件，该器件包括一个接收器以接收和处理一个或多个进入的信号；一个定时恢复处理器用以恢复时钟信号以对进入的信号中的一个或多个进行取样；和一个检测电路用以根据接收器输出恢复原始传输的数据。接收器接收具有符号间干扰分量的信号并产生具有较少干扰的信号。所恢复的时钟信号具有适当的相位，利于接收器降低符号间干扰分量。

另一方面，本发明还提供一种数据通信器件，该器件包括N个接收器，用来接收和处理N个进入的具有符号间干扰分量的信号以产生具有较少干扰的信号(其中N是大于1的整数)；至少一个第一定时恢复处理器，用于在接收器被训练前恢复时钟信号以对N个进入的信号进行取样；检测电路，以根据N个接收器输出恢复原始传输的数据；以及至少一个第二定时恢复处理器，用于在接收器被训练后跟踪时钟信号。接收器具有均衡器，这些均衡器需要被训练以根据进入的信号的相位来对其进行处理。

本发明还提供了用于数据通信的方法。一方面，该方法包括接收某一符号率的一个或一个以上的具有符号间干扰分量的进入信号，并恢复出具有较少干扰的结果信号。本方法经由恢复时钟信号来对一个或多个进入的信号进行取样来恢复结果信号。该时钟信号适合于强符号间干扰下的对进入的信号的信号检测。

因为本发明有效地利用了模数转换器，所以较现有技术数据传输方案需要较少数量的ADC。一方面，也就是本法能使用相同的模数转换器ADC所产生的取样，来恢复时钟信号，并且经由接收器降低符号间干扰。通过本发明的技术的一个实施例是在仅有一个收发器的系统中，采用一个2XADC以二倍于符号率来操作。第二个实施例则是用在有一个以上收发器的系统中，其每个收发器有一个1XADC以符号率来操作。举例来说，在第二个实施例中，有两个1XADC，彼此合作并轮流恢复两个信号流的定时。当其中一个信号的定时被恢复时，其对应的接收器可被训练来降低符号间干扰，以恢复原来信号。当两个接收器(用于两个信号流)都被训练后，可以自行操作每个接收器及其定时恢复，这里可以使用仅需一个符号率下的ADC的现有技术方法。

附图说明

图1A说明了基本的基带定时恢复结构；

图1B说明了利用边界检测的相位检测的说明图；

图2说明了带限数字通信系统中的ISI；

图3说明了M&M方法；

图4说明了能在信号检测前消除ISI的典型接收器；

图5A说明了一个采用2XADC用于时钟恢复的现有定时恢复方案；

图5B说明了一个和图5A所示的定时恢复方案组合的现有接收器器件，显示了单独的1XADC用于信号检测；

图6显示了系统中只有一个收发器的第一实施例中本发明的时钟恢复的方框图；

图7显示了系统中有一个以上收发器的第二实施例中本发明的时钟恢复的方框图；

图8显示了在本发明的图7所示的实施例中最佳相位选择的实施例的方框图；

图9显示了本发明的另一实施例中最佳相位选择的实施例的方框图。

具体实施方式

本发明提出一收发器和定时恢复系统及技术，其中仅需相对价格低廉的模数转换系统。如图6所示，一个具体的收发器和定时恢复系统110含有一个2XADC、分路器114、数学处理器116、平均计算器118、环路滤波器120、以及压控或流控振荡器VCO(或ICO)122。图6所示的实施例中包含时钟信号恢复系统124及接收器126，该接收器126包括前馈均衡器(FFE)128，判定反馈均衡器(DFE)130和限幅器(132)。其中均衡器FFE128和DFE130需要被训练以降低所恢复信号133的强的符号间干扰。接收到的信号72送入系统110。分路器114将2X ADC的输出分为偶数和奇数取样流，其中一支送入接收器126。数学处理器116利用偶、奇数取样流按以下方程(1)来计算输出。平均计算器118则将数学处理器的输出除以一定的时间周期得到平均值。

如图6所示，这里仅使用一个模数转换器ADC，即2XADC112用于定时恢复和信号检测。定时恢复使用2XADC112来计算相位差信号以驱动时钟恢复中的环路滤波器LF和压控振荡器VCO(或流控振荡器ICO)。一旦定时恢复后，由分路器114输出的两个ADC输出流中的一支输入接收器126以进行均衡器训练和传输数据检测。所以，同一个ADC被用于定时恢复和信号检测。依此方法，只需一个接收信息流和一个ADC(2XADC112)来恢复时钟和训练均衡器，而不需要M&M相位检测器。但是，如果想要，也可如图6所示，在时钟恢复一旦建立后，使用不同的相位检测器PD，以继续进行定时恢复。可以使用M&M PD来得出来自ADC(或来自FFE)的信号和来自限幅器的检测信号间的相位差。

再进一步详细介绍一下本发明的运作原理。2XADC的两个输出流分别为x_k＝r(kT)和y_k＝r(kT+0.5T)，其中T是符号率的周期，k是取样序列中确定取样位置的整数。为方便起见，第一支信号流称为偶数流，第二支信号流称为奇数流，两者前后延时0.5T。这两个流经分路器114后进入数学处理器116。

利用上述来自2XADC的输出流，图6中的数学处理器(数学处理块)116执行以下计算：

z_k＝(x_k+1-x_k)(y_k+1-2y_k+y_k-1)                     等式(1)

这样，数学处理块116先从ADC的偶数输出流计算出两个连续取样的差，然后再乘以来自同一ADC的奇数输出流(与第一个流延时0.5T)的三个连续取样中的两端之和与中间取样值两倍之间的差。以上计算结果在一可编程周期取平均值，例如在8到512或者更多，例如2048符号时钟周期(一般采用2的幂以简化硬软件执行)，连续计算得出。此平均过程的结果可以产生以取样相位为函数的周期波形。使此函数值为零的相位即是用于训练均衡器以恢复信号的最佳或接近最佳相位。换言之，如果减少z_k零值，则可获得最佳或接近最佳相位来训练均衡器以恢复信号。显然，对于本领域技术人员来说，也可使用或选择其它编程周期以得出平均值。此平均值输出被输入环路滤波器LF，其产生的电压可用来驱动压控或流控振荡器VCO/ICO以获得恢复的时钟。

因为时钟恢复系统124中来自锁相环的已恢复时钟的相位在相位检测输出处为零或接近零值，所以使用等式(1)进行相位检测可获得对信号检测的最佳或接近最佳取样的结果(即取样相位能使均衡器成功训练，并使得信号检测有最大信噪比SNR)。因此，除了图5B中定时恢复所用模数转换器ADC外，不再需要用另外的ADC来进行均衡器训练。

从某一方面来说，本发明使用等式(1)来同时用于定时恢复和最佳相位取样。使用等式(1)用于相位检测可获得最佳取样相位的原因解释如下：

接收的信号可用以下等式来表达：

$>>r>>(>t>)>>=>>\Sigma >k>>>A>k>>h>>(>t>->kT>)>>>s>等式(2)$

其中A_k是传输数据的调制幅度输出；h(t)是传输信道的脉冲响应。在符号率下对信号进行取样，取样的输出可用以下的等式表示：

$>>>r>n>>=>r>>(>nT>+>\phi >)>>=over>>\Sigma >>k>=>->\infty >>\infty over>>>A>k>>h>>(>nt>->kT>+>\phi >)>>=over>>\Sigma >>k>=>->\infty >>\infty over>>>A>>n>->k>>>h>>(>kT>+>\phi >)>>>s>$

其中φ是取样相位。相距m个符号间隔延时的自相关量可用以下的时间平均值来表示：

$>>>R>r>>[>m>]>=>>1>N>over>>\Sigma >>n>=>0>>>N>->1>over>>>(>>r>n>>>r>>n>+>m>>>)>>>s>$

由等式(2)，如果每一个传输幅度A_k和A_j(k≠j)统计独立的话，可以得出以下的等式：

$>>>R>r>>[>0>]>->>R>r>>[>1>]>=>>1>2>>E>[sup>>A>k>2sup>>]over>>\Sigma >>n>=>->\infty >>\infty over>{}^{}$

上述自相关函数是取样相位φ的周期函数。而训练均衡器以减少干扰(噪音)的信号检测的最佳相位就是输入到限幅器作信号检测时有最大信噪比的相位。因此一种最佳相位的选择，就是选择使R_r[0]-R_r[1]有最大值的相位。或者可以选择使R_r[0]有最大值的相位。一般来说，分别使R_r[0]-R_r[1]和R_r[0]有最佳的两个相位很靠近，并且都能用作均衡器训练和信号检测的取样相位。在以下讨论中，将用R_r[0]-R_r[1]作为判据来确定最佳取样相位。本领域技术人员也可根据本发明用R_r[0]导出类似的用于相位检测的函数。

由于在图5A的定时恢复系统中，恢复时钟的取样相位在稳定状态时会使相位检测器的输出为零，所以直接把R_r[0]-R_r[1]函数用作相位检测函数将不会导致R_r[0]-R_r[1]取得最大或接近最大值。本发明因此发现了一个不同的相位检测函数，可使其零交叉的结果得到R_r[0]-R_r[1]的最大值。因此，使用这个新函数，使相位检测器输出达到峰值的相位值也将使自相关函数R_r[0]-R_r[1]接近零值，并且使相位检测器输出达到零值的相位值也将使R_r[0]-R_r[1]接近峰值。后者正是我们希望从时钟恢复所得出的相位，以能在强符号间干扰下进行信号检测。

根据本发明，注意到R_r[0]-R_r[1]的波形通常是正弦函数，等式(3)可用于导出一个关于取样相位φ的新的相位检测函数，其与等式(3)的相位有90°相位差。如此，新的相位检测函数的峰值与R_r[0]-R_r[1]的峰值有90°相移，而新的相位检测函数的零值对应于等式(3)的峰值。换言之，新的相位检测函数得到的恢复的时钟和图5A中得到的恢复的时钟有90°的相位差。所以，新的相位检测函数不仅可以用于恢复时钟信号，该时钟信号还适合于在强符号间干扰下对进入的信号进行取样。其结果是，不必如图5A所示为了最佳信号检测，需要产生一个和时钟相位差90°的信号。由此，本发明也就不需要像图5B中所示的需要另一个ADC来进行均衡器训练。

由等式(3)，可得出以下结果：

$>>>\partial >>\partial >\phi >>over>>\Sigma >>n>=>->\infty >>\infty over>{}^{}$

经以下两个步骤即可得到等式(1)的相位检测函数作为接近等式(4)的表示。首先，使用以下近似表示：

$>>>>\partial >>h>n>>>>\partial >\phi >>>\approx >>>>h>>n>+>0.5>>>->>h>>n>->0.5>>>>T>>>s>等式(5)$

其次，如果在等式(2)中，传输符号A_k统计上独立于其它符号(即当k≠j时，A_kA_j的期望值为零)，本领域技术人员可得出等式(1)即是所希望的等式(4)的相位检测表示。

虽然本发明描述了等式(1)用于相位检测函数，但是本领域技术人员可得到接近等式(5)并且产生不同于等式(1)的相位检测函数的不同等式。此外，对于本领域技术人员，当等式(2)的传输符号A_k不完全独立时，等式(1)也可作适当修正以得出等式(4)的近似表示。

以上由等式(1)得到的新函数，其与图5A所得的R_r[0]-R_r[1]的零值有90°位移。因此，定时恢复的相位与训练均衡器所需的最佳相位一致。因此，如图6所示，2XADC输出流的一支(例如偶数流)127可用于训练均衡器以作信号检测。

在图7所示的本发明的第二实施例中，系统中有多个接收器使用一相同的时钟进行操作。因此，仅需一个定时恢复电路来恢复远程收发器时钟。由于我们需要两个模数转换器ADC来对两个接收的信号进行取样，所以可以使用两个1X ADC(以符号率取样接收信号)来取代第一实施例中的2X ADC。通过这，定时恢复和信号检测的过程描述如下。在这个方法中，虽然我们需要一个以上的ADC用于信号检测和最初训练均衡器的定时恢复，但在均衡器被训练后仅需一个在符号率下的ADC。所以从以下的揭示中，每个输入信号仅需一个ADC。虽然在这个实施例中描述了两个接收器134、136的系统，我们可以举一反三将本发明扩展到多个接收信号流，每个接收(即，输入的)信号流仍然仅需要不超过一个ADC来恢复时钟和训练均衡器以用于信号检测。

在图7的实施例中，在第一次定时恢复期间，第一接收信号(“RX1”)138被送入ADC 140和142，两者有相位相差半个时钟周期的取样时钟。该时钟延时可通过可编程延时逻辑实现。第一接收信号RX1 138由第一ADC(其为1XADC)140数字化(取样)而成。并且，第一多路器146(其可接收第一信号(RX1)138或第二信号(“RX2”)144)，选择RX1 138，并将其导入第二ADC(其为1XADC)142以数字化。从这两个ADC 140和142得到的数字化信号由数学处理块148和平均计算器150接收，再经由环路滤波器152和压控或流控振荡器154，类似于图6中的时钟恢复的描述，其中该时钟恢复用来获得使等式(1)的值为零处的最佳取样相位。数学处理块148和平均计算器150的输出送入第二多路器156。第二多路器在第一次定时恢复期间选择它而不是来自M&M相位检测器158的另一输入(或其他以后会提及的类似方法)，并将其送入LF 152和VCO 154以产生恢复的时钟。恢复的时钟信号160再回到第一ADC 140完成环路。如此，在图6所示的第一实施例的相同的定时恢复方法也可用来恢复时钟。数学处理块148执行如上所述的等式(1)的运算，类似于图6的数学处理块116所执行的功能。

一旦时钟恢复后，我们就可用该时钟来对第一接收信号138取样，以输入到第一均衡器162(前馈均衡器)。这样，从第一ADC 140出来的取样信号164进入第一接收器134的第一FFE 162，其ISI由第一判定反馈均衡器DFE 168清除，再经由第一限幅器166解码以产生第一恢复信号S1 170。

当第一前馈和反馈均衡器被训练后，解码输出S1 170就能正确地恢复所传输的数据。我们因此就可使用M&M或其它类似已知的相位检测方法来进行第二次定时恢复。这样，来自第一ADC的信号(该信号可以经过均衡器，但并不一定需要)和解码输出信号S1 170被M&M相位检测器158(或其它相当的检测器)进行处理以检测其相位差。在第二次定时恢复期间，第二多路器156选择M&M相位检测器PD 158输出，以通过环路滤波器LF 156和VCO 154进行处理以恢复时钟。选择算法驱动第二多路器156的选择方法在来自平均计算器150的输入和来自M&M相位检测器158的输入之间进行选择。当我们切换定时恢复方法时，就不需要来自第二ADC 142的第二取样流。所以，如图7所示，我们可以利用第二ADC 142对第二接收信号RX2144进行取样。这时，为了处理第二接收信号RX2 144，第一多路器146选择RX2 144，并将其发送到第二ADC 142。算法指引第一多路器146在适当时间在RX1 138和RX2 144之间进行选择。由第二ADC142取样并数字化的信号被通过第二接收器136的环路发送，以产生第二恢复信号S2 174。如图7所示，该环路包括第二FFE 176，第二限幅器178和第二DFE 180。

在第二接收器中的第二前馈均衡器176和第二反馈均衡器180被训练前，需要对恢复的时钟做一个适当的延时，以对第二接收信号144进行取样。要实现这一延时，举例来说，可使用图8所示的一种简单而众所周知的延时移位线路，来实现所需的可编程延时逻辑179。在这里，VCO输出179被送入延时线路输入208，其总共有15个延时抽头181-195可在一个时钟间隔T上获得16个延时选择，其中的一个抽头输出可被选择作为图7中第二ADC 142的取样时钟210。在实际应用中，在一个时钟间隔T可以有更多的抽头，以改进最佳相位选择的分辨率。

如何选择抽头输出中的一个，解释如下。一旦图7中的多路器(MUX)146为第二ADC 142选择了第二接收信号RX2 144，各抽头输出即被连续选择或利用其他方式选择。对每一个抽头选择，在一段时间内，检测从第二ADC 142输出的峰值，其中检测的时间段要长到足以确定与取样相位有关的峰值。举例来说，这个峰值检测的时间间隔可以从32到2048个时钟周期。第二ADC输出200由峰值检测202和连续/最大峰值选择控制204进行处理，以驱动时钟选择多路器206以从时钟输入208和抽头181-195中选择信号作为时钟输出210。产生最大峰值检测值的抽头，就被选定作为第二ADC 142的取样时钟的最终时钟，其相位即是所要的取样相位。该产生最大峰值的取样相位对应于图2中信道脉冲响应的峰值。因此，用于恢复来自第二接收信号RX2 144的具有降低的ISI的信号的时钟是通过基于两个接收信号RX1 138和RX2 144之间的相位差延时第一接收信号RX1 138的恢复时钟而获得的。

本发明的第二实施例可以延伸应用到在不同频率时钟下工作的多个接收器的系统。在这种情况下，相同的方法和安排可用于第一接收器的定时恢复和第一均衡器的训练。一旦第一均衡器被训练，则作为第一训练结果的均衡器参数便被存储下来。由此，第一接收器的定时恢复及其接收器操作均暂时停止，而第一ADC和第二ADC一起用于第二接收器的定时恢复和均衡器训练。一旦两个均衡器都被训练，则前述诸如M&M等定时恢复方法可用于每个接收器，而两个接收器各自开始独立工作。这样的系统如图9所示。该系统具有第一定时恢复处理器228用于第一接收器信号处理器238，其处理第一信号RX1以降低其中的ISI分量。而第二定时恢复处理器280恢复第二接收器信号处理器270的时钟信号，其处理第二信号RX2以降低其中的ISI分量。作用于第一信号RX1的均衡器训练可以如下方式进行。

第一信号RX1被选择作为多路器202的输出203。来自RX1的信号203被输入到1XADC 210。第一VCO 222输出243则被选择作为多路器230的输出205，作为1XADC 210的取样时钟。RX1也被选择作为多路器250的输出253。第二1XADC 252的取样时钟是由VCO输出222再经由可编程延时242延时半个取样时间间隔实现的。信号253，此时是RX1信号，被用作第二1XADC 252的输入信号，其产生取样了的信息流输出255。从RX1来的两支取样流207和255是等式(1)中的两个信号以执行第一接收器238的定时恢复和均衡器训练。当第一接收器238随第一定时恢复处理器228进行训练后，第一接收器和信号处理器238的均衡器系数即被冻结，或储存在存储器中。当此系数完成储存时，RX2就能开始训练。

对第二接收信号RX2的均衡器训练则可以如下方式进行。第二信号RX2被选择作为多路器250的输出253。信号253(来自RX2)被输入到1XADC 252。第二VCO 264输出247则被选择作为多路器246的输出251，作为1XADC 252的取样时钟。RX2也被选择为多路器202的输出203。VCO 264输出247经由可编程延时244延时半个取样时间间隔以作为笫一1XADC 210的取样时钟。此时，来自RX2的信号203也被用作第一1XADC 210的输入信号，其产生取样了的信息流输出207。从RX2所产生的两个取样流207和255是等式(1)中所使用的两个信号，以执行第二接收器270的定时恢复和均衡器训练。当第二接收器270随第二定时恢复处理器280被训练时，第二接收器信号处理器270的均衡器系数即被冻结，或储存在存储器中。

当两个接收器238和270分别被训练完成后，切换到利用M&M处理进行定时恢复的定时恢复处理(方法B)，而接收器238和270原先各自储存的均衡器系数则被重新恢复存储。在这种情况下，两个M&M输出209和257分别被输入各自的环路滤波器LF 220和262进行各自的定时恢复。直到RX1和RX2各自的取样时钟利用定时恢复方法B而重新建立时，两个接收器的均衡器系数才可能被改变和改编。

以上对本发明的一些实施例作了仔细说明。需指出的是，本发明可经由传统的电子电路，传输器件，微处理器，计算机，或由以上的组件或组合来实现本发明。例如，具有适当的计算机编码程序的微处理器可用在上述图6和图7的本发明的实施例的各种计算或选择块中，如数学和方法块。这种计算机编码程序对于本领域技术人员来说是很熟悉的。同时，本领域技术人员也能在不脱离本发明的范围内对这里所公开的方案的各种部分和组件进行各种组合和排列。