数字多媒体广播接收终端中的维特比解码器

摘要

本发明是有关地波数字多媒体广播接收终端中的维特比解码器的发明。值得一提的是，在本发明中，路径距离与路径距离之间是重要的，而不是路径距离值本身。由于数字多媒体广播的调制方式是四相相移键控调制，因此传输的信号功率都是相同的，利用这一特性，分支路径单元由异或门，而不是乘法器构成，因此本发明可以简化上述分支路径单元的硬件结构。此外，由于上述分支路径单元由异或门组成，在前端的软件决策部位中，只有经过FFT方式处理的信号中的事先设定好的特定位置的比特，作为软件决策值输出，因此本发明还可以简化软件决策部位的硬件结构。

说明书

技术领域

本发明是有关地波数字多媒体广播接收终端中的维特比解码器的发明。

背景技术

最近CD、DVD等能够提供高质量音频效果的播放设备逐渐普及，步入了寻常百姓家，与此同时，广大听众对于高音质的数字广播的要求也越来越迫切，因此为了克服现有的FM广播自身的音质效果的缺陷，欧洲、加拿大、美国等国开始实行数字音频广播(DAB：Digital AudioBroadcasting)。比起AM广播或者FM广播，上述数字音频广播(DAB)采用了完全不同的技术，不仅可以提供高品质的声音效果，在运动过程中接收效果也很出色，具备高速传输图像和文字等多媒体数据的特点。近年来，人们更加重视包括图像在内的各类多媒体服务，音频广播开始被称为数字多媒体广播。

数字多媒体广播具有很强的抵抗传输频道上的干扰和杂音能力，不仅传输效率很高，而且可以提供各种各样的多媒体服务。

韩国采用的数字多媒体广播以欧洲地上波半导体标准-Eureka-147数字音频广播(DAB)为基础。为了提高在移动环境下的接收效率，在上述数字音频广播(DAB)中添加了里德-所罗门码(Reed-Solomon Code)和卷积交织器。里德-所罗门码和卷积交织器(Convolutional Interleaver)对可能发生在传输频道上的区间误差(bursterror)具有很强的克服能力。上述追加的里德-所罗门码和卷积交织器两个模块在发射设备中，适用于数字音频广播(DAB)全体输入信号；在移动接收环境下，仍可以提供视频服务，由此可见其错误率是很低的。数字多媒体广播的传输频道为无线移动接收频道，其接收信号之强弱(Amplitude)实时变化的；此外，由于移动接收设备的影响，接收信号频谱(spectrum)产生多普勒扩散现象(doppler spreading)。考虑到此种环境下的发射与接收信号，数字多媒体广播(DMB)传输方式以编码正交分频多路传输(COFDM：Coded Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)为基础。上述COFDM(编码正交分频多路传输)方式使用了多路载波，因此对于多通道频道产生的重影(Ghost)的适应性非常强，同时使以导频(Pilot)信号为基础的信道估计(channelestimation)变得很容易。

也就是说，在数字多媒体广播发射装置中，各种服务信号(音频、视频、数据服务)分别经过防错保护的符号化之后，在时域内交织。在时域内经过交织处理的各种服务信号是多路化的，集中到数据频道-主服务频道(Main Service Channel：MSC)；此外，多路化信号与多路化配置信息(Multiplexing Configuration Information：MCI)以及服务信息(Service Information：SI)共同在频域内实现交织，多路化配置信息传输到控制频道-高速信息频道(Fast Information Channel：FIC)。传送到高速信息频道的信息在时间上不允许延迟，因此在时域内不进行交织。上述经过频率交织后的比特列经过DQPSK(DifferentialQuaternary Phase Shift Keying)信号映射(symbol mapping)处理之后，经过高速富氏反转换(IFFT)之后，生成OFDM符号。上述OFDM符号被调制成RF信号后传送。

此外，在时域和频域内，对信号进行交织处理(Interleaving)，以便于能够对传输频道中发生的误差进行更正。

比起此前的模拟半导体广播信号，数字多媒体广播发射信号传输时候的强度非常小；在市中心等信号时强时弱现象严重的传输环境里，如果考虑到汽车等移动接收场所，接收信号的实际强度是非常小的。

因此在此种恶劣的接收环境里，数字多媒体广播能够最大限度地接收信号，同时对传送误差进行修正；此外，如果考虑到移动接收终端，投入有限的费用要发挥最大的接收功能，这是数字多媒体广播的构成的关键。

图1是韩国国内计划投入使用的数字多媒体广播中的接收机的概念框图。调谐器100将天线接收到的RF信号中的特定频道的RF信号进行调谐，将其转换成中频(IF：Intermediate Frequency)的通频带(Pass Band)信号之后，输出到自动增益控制器(auto gain control)101。为实现上述IF信号的A/D转换，上述自动增益控制器101在根据基准信号的大小计算出来的数值乘以上述IF信号，使上述IF信号强度增大一定程度之后，输出到A/D信号转换器。

与接收到的信号大小无关，上述A/D信号转换器102对上述经过增益调节的IF信号进行标本化(Sampling)，将其转换成数字信号之后，输出到I/Q适配器104。输入到上述I/Q适配器104中的数字信号只有同相分量(IC：Inphase component)，将该数字信号转换成包含正交分量(QC：Quadrature component)的复数成分的信号，之后输出到模式检测部103、信号同步部105以及OFDM解调器106。

上述模式检测部104对接收信号的模式进行检测；上述OFDM解调器106清除冗余的保护区间(Guard Interval)之后，通过快速傅里叶变换(Fast Fourier transform)将时域信号转换为频域信号，而后在反馈到信号同步部105的同时，输出到软决策(soft decision)部107。

上述信号同步部105利用OFDM解调器106输入和输出信号，对信号时域与频域内同步所需的信息进行提取。也就是说，在信号同步部105中，实现帧同步、OFDM信号同步以及载波频率同步。

上述软决策部107从OFDM解调器106中接收FFT处理的信号并进行软决策。

我们也可以做如下解释：由于要传输的频道上的杂音或者其他各种原因，导致发送方所传输的数据中产生了变形。接收方接收到上述产生变形的数据，如果进行OFDM解调，由于频道中各种原因，就会接收到与发送方所发送的数据不同的数据。

因此，发送方用预设值对1或者0数据(比如63和-64)进行映射后，通过频道发送，此时由于频道的杂音，传输的数据中就会产生变形，因此接收方就应该正确判断此类变形的数据。此时，为了判读上述发生了变形的数据，所用的方法之一就是软决策。也就是说，发送方传输的数据为接收方接收到的时候，分别用比特表示有多少接近1和0的数据。

上述软决策部107在计算出FFT处理的数值和临界值之差后，将这一差值量化后输出。根据上述量化间隔的不同，称之为3比特软决策或者4比特软决策。举例来说，4比特软决策就是接收并经过FFT处理的信号与临界值间的距离差用15个电平(level)值表示。上述软决策部107向频率解交织部(de-interleaving)108输出。

上述频率解交织部108在频带对软决策后的信号进行交织处理，接收方将经过频率交织处理的次载信号(Sub Carrier)复原，输出到第1频道分配器109。上述第1频道分配器109将FIC频道(控制频道)与MSC频道(数据频道)分离，分离后的FIC频道的信号输出到FIC解码器110，MSC频道的信号输出到时间解交织处理部111。

在这里，FIC频道的信号未在发送端进行时域交织处理，同样的道理，在接收端同样未进行交织处理。上述FIC解码器110接收到了输入进来的FIC频道信号，将对MSC频道进行解码所必需的信号提取出来，然后输出到FIC数据解码器117。此时通过FIC频道所传输的其他控制数据通过上述FIC数据解码器117复原。

另一方面，上述时间解交织部111，对按照时域交织的MSC频道的16个逻辑框架(Logical Frame)重新按照原来的框架顺序加以复原。上述经过时间解交织处理的MSC频道信号输出到卷积解码器(Convolutional decoder)112。上述卷积解码器112对时域内解交织处理的MSC频道信号进行维特比解码处理，恢复到卷积解码之前的数值。此外，对包含在上述MSC频道内的传输频道中所产生的随机误差(Random error)进行纠正。上述经过随机误差纠正的数据如果是经过加扰处理的，在能量解扰(Energy descramble)113中，进行解扰处理恢复到原来的数据之后，输出到第2频道分配器114；如果未进行加扰处理，就迂回到第2频道分配器114。

为了提供数字音频广播服务，上述第2频道分配器114需要判断传输的数据频道是数据/音频信号还是视频信号，区分之后进行分离，然后将分离的音频/数据信号传送到解码器118中，将分离出来的视频信号传输到卷积解交织部(Convolutional De-interleaving)115。

上述回旋解交织部115将发送端追加进行交织处理的数据重新整理，恢复到原来的顺序，输出到RS解码器116；上述RS解码器116将发送端RS编码(encoding)处理后的数据复原后，输出到视频解码器119。上述视频解码器119将其转换成视频信号，从而能够提供DMB服务。

发明内容

多媒体广播能够有效地对经过传输方卷积编码(convolutionalcoding)处理之后传输的数据进行解码，本发明目的就是为多媒体广播接收机提供维特比解码器。

为了实现上述目的，应用本发明的多媒体广播接收机中的维特比解码器，主要包括以下几部分：分支路径计算部，通过对接收到的信号与发信端传输的基准电平信号进行异或运算，计算上述接收信号和每个基准电平信号的分支路径(Branch Metric)值；相加-选择-比较(ACS)部，上述分支路径计算部中，对输出的分支路径计算值中累加的此前状态的路径距离值按各个转换相加之后，在每个状态下比较两个路径，选择其中的最小路径距离值(path Metric)；路径距离更新部，上述ACS部中输出的各个状态下的最小路径距离值相加之后，反馈成累加到ACS中此前状态下的路径距离值，而且选出各种状态下的最小路径距离值中最小的值作为最佳路径距离值并输出；决策部，利用上述最小路径距离值，跟踪最佳路径，并对观察区间内的最初区间的生存路径值进行计算。

本发明还具有下面特征：输入到上述分支路径计算部中的接收信号，是在位于维特比解码器的前端的软决策部中经过软决策处理后得到的信号。

本发明还具有下面特征：上述软决策部仅仅将下列比特作为软决策值输出-上述OFDM解码信号中已设定的特定位置的比特。

上述ACS部通过模块标准化方式，限制路径距离值的大小。

在本发明之数字多媒体播放设备接收机中的维特比解码器中，重要的是路径距离值间的差值，而不是路径距离值本身；数字多媒体播放设备的调制方式为QPSK，传输的信号功率都相同，利用这一特性，分支路径单元(BMU)由异或门而不是乘法器构成，因此上述分支路径单元的硬件组成就变得简单了许多。值得一提的是，上述分支路径单元由异或门构成，前面的软决策部中，FFT处理后的信号中，将特定位置的比特作为软决策值输出即可，因此软决策部的硬件结构也就变得简单了许多。此外，由于在ACS中使用Path metric ModuloNormalization方式，在路径距离计算过程中，可以控制溢位的产生，用有限的比特就可以表达路径距离的大小。

附图说明

图1是现有数字多媒体广播接收终端的结构框图。

图2是本发明的数字多媒体广播接收终端中的维特比解码器结构框图。

图3是现有卷积编码器的结构框图。

图4是本发明中的软件决策部的软决策操作示意图。

图5是用来说明图3的ACS过程的格状图。

附图主要部分符号：

201：BMU                             202：ACS部

203：路径距离更新部                  204：决策部

具体实施方式

下面将参照附图，对本发明的实际操作的构成和作用进行说明。通过图示进行说明的本发明的结构以及作用仅仅作为一个实际操作实例来说明，当然本发明的技术思想和作用不受此限制。

图2是应用本发明的数字多媒体广播接收机中的维特比解码器构成框图，包括以下几部分：分支路径计算部(Branch Metric Unit：BMU)201、相加-比较-选择(Add compare Select：ACS)部202、路径距离更新部203以及决策部204。

上述BMU201对经过软决策处理的输入信号和各个分支间的分支路径值，即欧几里德距离(Euclidean distance)进行计算，并将结果输出到ACS部202中。上述ACS部202在每次转换(Transition)时，都将上述BMU201的分支路径值与累积的此前状态下的路径距离相加，将每种状态下的两个路径进行比较之后，选择其中最小的路径距离值，并与路径选择信息共同输出到路径距离更新部203。

上述的路径距离更新部203选出上述ACS部202输出的所有路径距离值中的最小值作为最佳路径距离值，输出到决策部204。此外，为了进行下一步ACS运算，上述路径距离更新部203将上述ACS部202中输出的各种状态的最小路径距离值累积之后，将数值转换为此前状态下的累积路径距离值，并输出到上述ACS部202中。

上述决策部204根据上述ACS部202中输出的路径选择信息和路径距离更新部203中输出的最佳路径距离值，对最佳路径进行追踪，对观察区间中的最初区间的生存路径值进行计算，恢复到卷积编码之前的初始值。

图3是卷积编码器的结构示意图。上述卷积编码器通常为由m个延迟器、k个输入和n个输出构成的线性时序电路(linear sequentialcircuit)。

如图3所示，此类卷积编码器对于输入信号a(i)作为四个输出信号输出：X0(i)、X1(i)、X2(i)、X3(i)。

也就是说，输入信号a(i)依次经过了m个串连的延迟器，此外输入信号a(i)以及每个延迟器的输出信号a(i-1)、a(i-2)、a(i-3)、a(i-4)、a(i-5)、a(i-6)经过了异或门(exclusive-OR gate)。

此时，上述输出的x0(i)、x3(i)是((((a(i)∪a(i-2))∪a(i-3))∪a(i-5))∪a(i-6))的结果。

上述输出x1(i)是((((a(i)∪a(i-1))∪a(i-2))∪a(i-3))∪a(i-6))的结果。

上述输出的x2(i)是((((a(i)∪a(i-1))∪a(i-4))∪a(i-6))的结果。

此时，维特比解码器参数为n、k、m，即4、1、6，因此上述ACS部202的构成以及路径距离一共由26＝64种状态构成。

具有上述结构的本发明中，当输入信号中包含有随机噪音时，从BMU201中，以欧几里德距离(Euclidean distance)值的形式输出。也就是说，y_i是通过频道接收的信号，c_i是发射方传输的原始信号，上述BMU201分别求得信号y_i和信号c_i的距离差，输出到ACS部202中。举例来说，假设发送方将1映射为63，0映射为-64来传送，上面的ci就是63和-64，y_i就位于63和-64之间。此时c_i值有63和-64两个，按照各种状态输出两个分支距离值。换句话说，输出下面两个值：接收到的信号c_i和63的欧几里德距离值、接收到的信号和-64的欧几里德距离值。此时，欧几里德距离值越小，接收到的信号成为用于比较的传输信号的可能性就越大。举例来说，上述y_i和63的欧几里德距离值，比起y_i和-64的欧几里德距离值小，接收到的信号y_i在发送方被映射成为63来传输的可能性就很大，因此后端的ACS202中选择两个路径距离值中较小的并输出。

此时，上述软决策部107中，对经过FFT处理的数据进行软决策处理后输出，上述BMU201中输入的信号亦为经过软决策处理的信号。

下面的数学公式1是普通BMU201的分支距离计算公式。

【数学公式1】

B_i(y_i，c_i)＝(y_i-c_i)²＝y_i²-2y_ic_i+c_i²

在上述数学公式1中，y_i是实际接收到的值，c_i是判断上述接收到的信号y_i的基准信号，也就是说发送方传输的基准电平值(比如63和-64)。上述接收信号y_i就成为c_i+杂音。

此时，上述数学公式1由于下列两个原因可以简单展开。

其中之一就是，维特比解码器中，重要的不是路径距离值本身，而是路径距离和路径距离间的差异(difference)。

另外一个是，DMB的调制方式是QPSK，传输的信号的功率都相同，因此考虑到上述条件，上述数学公式1可以以下面的数学公式2来表达。

【数学公式2】

B_i(y_i，c_i)＝(y_i-c_i)²＝y_i²-2y_ic_i+c_i²＝y_iEc_i

$>>r>\begin{array}{}>>>->>y>i>>>>>c>i>>=>a>\; >>>>y>i>>>>>c>i>>=>->a>\; >\; >r>>Cy>i>>->>c>i>>C>=>>y>i>>Y>>c>i>>>s>\end{array}$

与上述数学公式2所示，上述BMU201可以根据下列信号的异或对分支路径值进行计算：经过软决策处理的接收信号和用来判断上述接收信号的基准电平信号。此时不通过数学公式1中的乘法器，而是如数学公式2所示，利用异或门，BMU201的硬件结构就会变得简单许多。

除此之外，利用上述数学公式2计算分支距离时，如图4所示，4比特软决策部107可以输出软决策值。也就是说，一般是，求得FFT值与临界值的距离差后，将这差值量化成16电平输出。但是在本发明中，如图4所示，根据软决策的量化电平，提取既定位置的特定比特，然后作为软决策处理的值输出。

如果假设图4中经过FFT处理的数据是10比特，以最下位比特为基准，第四、第五、第六以及第十比特作为4比特软决策值输出。因此上述软决策部107只需要一个寄存器，其结构变得很简单。

此外，如上述图4所示，4比特软决策值输出后，上述BMU201的基准电平信号就成为了0111(即63)和1000(即-64)。

举例来说，如果假设接收到的经过软决策处理的信号为0110，在BMU201中输出两个分支距离值1(＝0111∪0110)和14(1000∪0110)。

上述ASC部202的工作流程可以用下面的数学公式3来说明。

【数学公式3】

PM_t+1(S_j)＝Min{PM_t(S_2j)+B₁，PM_t(S_2j+1)+B₃}

PM_t+1(S_j+N/2)＝Min{PM_t(S_2j)+B₃，PM_t(S_2j+1)+B₁}

上述数学公式3中的N为路径距离数值(即64)，PM为路径距离，S为状态。

此时，与图5同样，上述数学公式3可以以蝴蝶形态(Butterfly)表示。

从上述数学公式3中，我们可以知道，如果进行路径距离操作，随着操作的进行，累计的路径距离值就逐渐增大。

因此为了控制上述路径距离值的大小，上述ACS202部如下面的数学公式4，用路径距离模块加以标准化。

使用本方法时，为了表示路径距离值，如果规定为最大路径差的两倍以上，就可以了。

【数学公式4】

Δ_max＝λ_max log₂N

Γ_bit＝(log₂(Δ_max+Kλ_max)+1

在此，λmax为maximum branch metric for the radix-2，N表示状态数：K为radix-2^K。

在上面的数学公式4中，为了求值，使用图3的卷积解码器，将会得到与下面数学公式5相同的值。

【数学公式5】

λ_max64，N64，K2

$>>>\Delta >max>>=sup>>>64>log>>2>64sup>>=>64>E>6>=>384>>s>$

Γ_bit＝(log₂(384+264))+1＝9+1＝10

如上述数学公式5，如果限定路径距离值大小为10比特，溢位就不会产生，并可以计算路径距离间的差值。在这里，很重要的一点就是对数的计算。就是说，在上述ACS202部中，应该用带符号(signed)方式进行加法运算；用减法求最小路径距离值时应使用无符号(unsigned)方式。

将上述ACS部202中各种状态下的最小路径距离值输入到上述路径距离更新部203中，进行累积的同时，将各种状态的最小路径距离值进行比较之后，选择其中的最小路径距离值作为最佳路径距离值，输出到决策部204。上述决策部204根据ACS部202输出的路径选择信息和路径距离更新部203所输出的最佳路径距离值，寻找最佳路径，计算观察区间内的最初区间内的生存路径值，将其还原成卷积解码前的数值。

此时，上述决策部204使用追溯(Trace Back)方法，以利于控制大小尺寸及消耗电量。

通过上述的说明内容，相关专业人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。

因此，本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利范围来确定其技术性范围。