一种互补式交叉耦合能量恢复电路结构

摘要

本发明公开了一种互补式交叉耦合能量恢复电路结构。该结构在两相不交叠功率时钟(周期性变化的电源)的控制下以极低的功耗实现逻辑运算。该电路结构的基本电路单元包括：第一，一对用于对差分输出节点进行充电的二极管(D1、D2)；第二，一对控制二极管预充电的PMOS管(MP1、MP2)；第三，一对进行逻辑运算的NMOS管(MN1、MN2)；第四，一对交叉耦合输出的NMOS管(MN3、MN4)。

说明书

技术领域

本发明属于低功耗集成电路设计领域的电路，它是一种新型的半绝热电路，特别是指一种互补式交叉耦合能量恢复低功耗电路结构。

背景技术

绝热电路技术(Adiabatic Circuit Technique)也叫电荷恢复技术是近十几年来兴起的一种全新低功耗技术，由于采用这种技术设计出的电路的功耗能显著降低(理论上说可以降为零)，现在已成为低功耗研究的一个热点，是低功耗集成电路技术领域的一个重要研究方向。我们知道在常规的CMOS电路中，电路的动态功耗是电路整体功耗的重要成分，它有时甚至会成为整体功耗的主要部分。而在动态功耗中，电路翻转引起的功耗是最主要的。图1给出了一个传统的CMOS反向器，从直流电源DC流出的能量为：

Es＝C·V²                                (1-1)

其中一部分能量存储于负载电容C中：

Ecap＝(1/2)·C·V²                       (1-2)

而另一部分能量在消耗在电源向电容充电时的Rc上：

Erc＝(1/2)·C·V²                        (1-3)

整个CMOS电路的动态功耗：

$>>P>=>\Sigma >>C>i>>·>>>V>i>>2>>·>>f>i>>->->->>(>1>->4>)>>>s>$

绝热电路技术的主要特点是：它是一种电路级的降低电路功耗的技术；它采用脉冲电压源为电路供电，而传统CMOS电路采用的是直流电压源供电，由于采用的是脉冲电压源供电，它可以将电源向电路充放电时消耗在负载电阻上的功耗显著降低，如图3所示，其功耗计算公式为：

E_diss＝C·V²·(R·C/T)                   (1-5)

当T＞＞RC时则E_diss几乎降为零；此外，它还可以将电路用过的电荷回放给电源存储起来(理论上说可以全部回放给电源)，即非绝热功耗为零。而传统CMOS电路则是直接将这部分电荷泄放到地，这不仅引起电路功耗而且产生大量的热。绝热电路技术按其自身的特点一般分为全绝热电路(Full-adiabatic circuit)和半绝热电路(Semi-adiabatic circuit)两类。前者从理论上说可以达到零功耗，但电路中必需利用可逆逻辑来完成电路的功能，这种电路结构复杂而且要用大量的脉冲电源，实现的难度十分的大；而后者相对于前者来说其电路的结构较为简单，没有可逆逻辑的限制，电路用到的脉冲电源相对较少，应用起来相对来说比较容易。但这种电路的电荷恢复效率有一理论极限，电路完成逻辑功能时必需消耗一定比例的能量至少为Es＝(1/2)·C_g·V_t²，这部分功耗是非绝热功耗。

由于半绝热电路这种潜在的巨大实用价值，近年来国际上对半绝热电路的研究十分活跃，有许多种不同形式的电路和脉冲电源在多种学术期刊上发表。但这些电路都存在许多缺陷，其中一个比较典型缺陷是电路是动态工作的，电路的非绝热功耗与输入信号的变化与否无关，其电荷的恢复效率很难提高。

图2是由2n-2n2d电路构成的反向器——一种经典的半绝热电路，其中C_L为负载电容，V_th为二极管的阈值电压，该电路的输入和输出都是互补的。其工作机理是这样的：一个周期的脉冲电压PC被分为预充时段、求值时段、保持时段三部分，它们分别对应为T1、T2、T3，如图4所示。在整个T1时间段内，脉冲电压PC由低到高缓慢上升，并通过一对二极管分别对两个输出端节点进行预充电，当PC上升到Vdd时，两个输出端电压上升到(Vdd-Vth)；在T2时段内，输入信号in和inb一直保持稳定，假设in为高电平、inb为低电平，则输出端outb的电压在T2内从(Vdd-Vth)逐渐下降到0，对应的其逻辑值从0逐渐变为1。输出端out则保持为高电平；在时间段T3内，输出端一直保持稳定，它直接接到下一级反向器的输入端，而这一级的电路此时正处于它的预充和求值时间段内；其具体情况可参见图4，2n-2n2d电路的一个简单应用即一个反向器链，它需要两相脉冲电压源，如图3所示。在T1时间段内，PC的电压从0逐渐变为Vdd，由二级管正向导通时存在阈值损失，所以输出端out、outb的电压不能升到Vdd。因此，输出端out、outb的电压只能从0逐渐变为(Vdd-Vth)。此时间段内，脉冲电压源大部分电荷都存储在负载电容上。T2是运算求值时段，outb端负载电容上的电荷随outb端电压的下降全部回收到脉冲电压源。T3时段是等待时间，电路的第一级的输入信号可以在这一时间段内准备好。在一个周期里，其非绝热功耗为：

Es＝C_L·(Vdd-Vth)                    (1-6)

我们可以看出该电路工作是动态的，在每个周期的预充时段都会有固定的非绝热损失，这一损失与输入信号的变化无关。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种互补式交叉耦合能量恢复电路结构，其具有实现方法结构简单和功耗能显著降低的优点。

本发明一种互补式交叉耦合能量恢复电路结构，其特征在于：其中包括：

一对预充电控制的PMOS管MP1、MP2，其栅极分别接在差分互补的输入端in、inb上，其源极和衬底都接在脉冲电源PC的输入端，其漏极分别接在二极管D1、D2的正极(即用作二极管用途的NMOS管的漏极)上；

一对二极管D1、D2(可以是用作二极管用途的NMOS或PMOS管)，其正极分别接在两个PMOS管PM1、PM2的漏极上，负极分别接在两个差分输出端out、outb上；二极管D1、D2可以用NMOS管的等效形式代替——栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；

一对进行逻辑运算的NMOS管MN1、MN2，其栅极分别接在差分互补的输入端in、inb上，漏极接在脉冲电源PC上，源极分别接在A、B结点上；

一对交叉耦合输出的NMOS管MN3、MN4，其漏极分别接在A、B结点上，源极分别接在两个输出端in、inb上，栅极交叉耦合接在两个输出端上；以上所述的所有的NMOS管的衬底均接地。

其中所述的逻辑运算的NMOS管和预充电控制的PMOS管可以用互补的逻辑运算单元和互补的逻辑运算单元反取代，它们可以是任何复杂门，如：多输入的与非门、或门、同或门或者异或门等。

附图说明

为进一步说明本发明的结构以及所能达成的功效，以下结合附图及实施例对本发明作一详细说明如下，其中：

图1是传统的CMOS反向器电路；

图2是已知的2n-2n2d结构的反相器电路；

图3是已知的2n-2n2d结构的四级反相器级联；

图4是已知的2n-2n2d电路工作的逻辑波形图

图5是本发明2n-2n2p2d结构的反相器电路；

图6是本发明2n-2n2p2d结构的四级反相器级联；

图7是本发明2n-2n2p2d电路工作的逻辑波形图；

图8是本发明2n-2n2p2d结构的与/与非门电路。

具体实施方式

请参阅图6所示，本发明一种互补式交叉耦合能量恢复低功耗电路结构，其中包括：一对预充电控制的PMOS管MP1、MP2，其栅极分别接在差分互补的输入端in、inb上，其源极和衬底都接在脉冲电源PC的输入端，其漏极分别接在二极管D1、D2的正极(即用作二极管用途的NMOS管的漏极)上；一对二极管D1、D2(可以是用作二极管用途的NMOS管)，其正极分别接在两个PMOS管PM1、PM2的漏极上，负极分别接在两个差分输出端out、outb上；二极管D1、D2可以用NMOS管的等效形式代替——栅极和漏极相连作为二极管的正极，源极作为二极管的负极；一对进行逻辑运算的NMOS管MN1、MN2，其栅极分别接在差分互补的输入端in、inb上，漏极接在脉冲电源PC上，源极分别接在A、B结点上；一对交叉耦合输出的NMOS管MN3、MN4，其漏极分别接在A、B结点上，源极分别接在两个输出端in、inb上，栅极交叉耦合接在两个输出端上；以上所述的所有的NMOS管的衬底均接地。

其中所述的逻辑运算的NMOS管和预充电控制的PMOS管可以用互补的逻辑运算单元和互补的逻辑运算单元反取代，它们可以是任何复杂门，如：多输入的与非门、或门、同或门或者异或门等。

本发明的2n-2n2p2d电路是在已有的2n-2n2d电路的基础上进行了一项重要改进。本发明在2n-2n2d电路的基础上增加了一对PMOS管，使其能够直接通过输入信号来控制对输出结点的预充电情况，从而实现了准静态逻辑的工作方式，由此改变了已有的2n-2n2d电路动态逻辑的工作方式，节省了2n-2n2d电路因冗余充、放电而消耗的能量。

基本的思想是根据输入信号变化的情况，预先控制输出结点的充电情况，克服2n-2n2d电路动态逻辑工作方式在每个运算周期所存在的冗余充放电的缺点，使电路具有准静态逻辑运算的特性，从而消除因冗余充电导致的非绝热能耗和因冗余放电导致的绝热能耗。

2n-2n2p2d电路所用的两相脉冲电源波形与2n-2n2d电路的脉冲电源相同；如图7所示，两相脉冲电源是相互延迟180度相位的不交迭周期性变化的三角波(也可以是梯形波或正弦波等类似的)。

2n-2n2p2d电路采用流水线方式工作，每一级电路的输出都可以作为下一级电路的输入，如用图6所示，可以构成多级流水线电路，完成特定的逻辑功能。

2n-2n2p2d电路为双端逻辑电路，(图5所示的为2n-2n2p2d结构反向器单元电路)，MP1、MP2、D1、D2构成预充电回路，由MN1，MN2、MN3、MN4构成放电回路。in、inb为2n-2n2p2d反向器的互补输入，out，outb为逻辑单元的互补输出。PC结点接脉冲电源。当MP1、MP2，MN1、MN2由更复杂的互补逻辑电路取代时可以完成相应的逻辑运算。第一级电路的工作状态按脉冲电源的情况可以分为三种状态，预充、求值、和保持。

设图5中的反向器电路由PC2驱动，则电路的输入应是PC1驱动的上一级电路的输出。T1时间段为电路的预充时段，在这一时间段中，PC2由低电平向高电平变化，电路的输入保持不变。设in端输入为高电平，inb端为低电平，在PC2由低电平逐渐升高的过程中，MP1截止，MP2导通，随着PC2的电势的上升，当D2两端的电压大于其二极管的导通电压Vth时，PC2通过MP2和D2对输出端结点进行充电，输出端点电势随PC2的上升而上升。T2时段为电路的求值时段，在这一时间段中，PC2由高电平向低电平变化，假设本级电路的上一周期的输出与当前周期的输入相同，则电路工作状态保持不变；反之，若本级电路的上一周期的输出与当前周期的输入相反(即out端为低电平，outb端为高电平)，则在本时段内，MN1、MN3导通，MN2、MN4截止，原来outb端的电势随PC2下降而下降，该结点的电荷被回收。T3时段为电路的保持时段，在这一时间端PC2恒为低电平，电路的输出保持不变。

通过该例分析可得，2n-2n2p2d电路的输出结点的预充电/放电与电路的输入和上一周期电路的输出状态有关，具有准静态逻辑电路的特性；当电路在相邻几个周期内的输入相同时，与已有的2n-2n2d电路等类似的动态电路相比，将节省其冗余的充放电能耗。

以上给出的是2n-2n2p2d电路构成的一个反相器的例子，同理，用2n-2n2p2d电路构成的更为复杂的电路其功耗也可以显著得到降低，其电路结构如图8所示，图中的“逻辑运算单元”可以是任何复杂门，如：与门、或门、同或门等等。其中“逻辑运算”和“逻辑运算反”是互补的。